HF booster på täta transistorer. Tryckhöjare på transistorer

Utbredda stödjande och osynliga delar av många radiotekniska system och enheter. I ett antal varianter, förutom andra före dem, är det möjligt att använda standardvägen på 50 eller 75 ohm. En av de mest avlägsna kretslösningarna kommer att vara en sådan

booster är segern för de överlappande konvolutionella ligamenten (L1, L2, L3), vilket säkerställer samma input och output, konstant värde på den övre gränsfrekvensen med ett ökat antal boosterkaskader med hög repeterbarhet av deras egenskaper. Dessutom kräver förstärkningar med crossover-kragar praktiskt taget inga justeringar.

Tekniska egenskaper för boostern:

Självgoda driftfrekvenser .. 0,5-70 MHz.
Utspänningen är inte mindre än ... 1 V.
Förstärkningskoefficient ..... 20 ± 1 dB.
In-/utgångsstöd .. 50 Ohm.
Strum ........ 120mA.
Spänningen är strömförande......... 12V.
KSKHN vid entrén, högst ......... 1.5.
KSKHN vid utgången, inte mer......... 3.
Totalmått ..... 70x45 mm.

Principdiagram

I fig. 1 visar principen för en boosterkrets med korskopplingsanslutningar, där utgångskaskaden är implementerad bakom Darlington-kretsen, så att transistorer är seriekopplade i parallell, vilket gör att du kan öka utgångsnivåfjädrarna (L.4) . I fig.

2 placeras fåtöljen på den handgjorda brädan.

Det är nödvändigt att placera de två främre stegen på transistorerna ME1 och ME2 och slutsteget på transistorerna MEZ och ME4, anslutna enligt Darlington-kretsen.

Alla effektsteg arbetar i klass A-läge med 27 mA matningsnivåer, som ställs in genom att välja värdena för motstånden R1, R5, R9, R13. Motstånd R3, R7, R10, R14 är motstånd för den lokala kopplingen. Motstånd R4, R8, R12 är motstånd för den centrala grinden.

Små 1. Principdiagram för en bredhudad HF-booster.

Träskivan (Fig. 2) som mäter 70x45 mm är gjord av folielaminerad textil på båda sidor med en tjocklek på 2 ... 3 mm. Prickade linjer i fig.

2 avsedda platser för metallisering av ändarna, som kan delas med hjälp av ytterligare metallfolie, som löds fast på brädets nedre och övre delar.

Fig.2. HF-boosterkortet har tagits bort.

Styrkajusteringen består av successiva steg. Först, bakom de extra motstånden R1, R5, R9, R13, installeras strömförsörjningstransistorerna. Sedan, varierande inom ett litet område av värdet på motståndet R4, minimeras det stående spänningsförhållandet vid boosterns ingång.

Den stående spänningskoefficienten vid boosterns utgång minimeras med hjälp av motståndet R12. Genom att ändra värdet på motståndet R8 justeras transmittansen och effektfaktorn.

Vid behov kan den övre gränsfrekvensen för boostern ökas. För detta ändamål, byt ut KT315G-transistorerna med högre frekvenser. I detta sammanhang för diagrammet som visas i fig.

1, blir den övre begränsningsfrekvensen ett värde i storleksordningen 0,25 ... 0,3 Ft, där Ft är gränsfrekvensen för transistorbasens överföringskoefficient (L.5). Utformningen av den övervägda kretsdesignen tillåter skapandet av effektförstärkare med en övre gränsfrekvens på upp till 2 GHz (L.2). När de gör det, se till att vika baksidan av kragen, som är bildad av elementen C4, R4; C6, R8; C7, R12, men de är kortare i längd.

Detta förklarar behovet av att minska fasfördröjningen av signalen i dessa lansetter. Annars uppträder amplitud-frekvenskarakteristiken för boostern i högfrekvensområdet med en ökning. Med en betydande ökning av användningen av lansetter är självuppvaknande av boostern möjlig.

Titov A. Rk2005, 1.

litteratur:

A. A. Titov Radioteknik, 1979, nr 6, sid. 88-90.
Avdochenko B.I., Dyachkov O.M. ta in. Over-the-air boosters på bipolära transistorer. Teknik för limning. Ser. Radioteknik, 1985, Viv. 3, sid. 57-60.
Abramov F.G., Volkov Yu.A. ta in. Pogodzhenii shirokosmugova pіdsiluvach. Justera tekniken för experimentet. 1984. nr 2, sid. 111-112.
Titov A.A., Ilyushchenko V.N. Patent för Corisne modell nr 35491 Ros. Patent- och varumärkesbyrå. Publ. 01/10/2004 Bulletin. 1.
Petukhov V.M. Transistorer och deras utländska analoger: Rådgivare i 4 volymer.

Applikationer för drift med en 2-meters transceiver. Utspänningen är utgångstransistorn: KT 904 - 4 till 5 W, KT 907 - 7 till 8 W, 2N3375 - 7 till 10 W, 2N3632 - 8 till 12 W. Övergång från mottagning till överföring dröm om VOX-remix , Vikonim på transistorer VT2 / VT3 (KT315). Kondensator Cl - 0,5-2,2 pF, installerar ett tillförlitligt utformat Kl-relä L6 - L8 är anslutna med 0,4 mm tråd, L6 / L7 -6 varv, L8 - 100 varv. Högfrekventa spolar lindas med 0,8 mm splintråd: Ll - 2 varv, ram - 8 mm, lindningslängd 11 mm; L2 / L3 - 4 varv, ram - 6,8 mm, dovzhina lindad 10 mm; L4 / L5 - 5 varv, ram - 5,2 mm, lindningslängd 12 mm. Utgångsstödet för kaskaden är 75 Ohm Kondensator C4 sträcker sig från 33 till 180 pF.Elektronisches Jarbuch 1989, s.190-191 ....

För kretsen "GIR på en fälteffekttransistor"

Vimiryuvalnaya teknik GIR på fältet En mer utbredd enhet för radioförstärkare är en heterodyne resonansindikator (HIR). Lamparmaturer av denna typ var ohanterliga i animalieproduktionen, eftersom de tog bort en viktig plattång och krävde anslutning samtidigt som den utbytbara balkens livslängd. Transistorenheter är i sig enklare och enklare att använda, vilket är anledningen till att de belönas med välförtjänt framgång. Tillkomsten av fälteffekttransistorer gjorde det möjligt att skapa känsligare GIR. Det enklaste diagrammet av Gir på fältet visas i fig. 1. Pekarens IP-indikator kan användas med ett kontinuerligt insprutningsflöde på 50 till 500 mA. Ersättningsspolar för olika signalintervall kan tas från kretsarna för industriella transistorradiomottagare. Tyristorkretsar i en billaddare med transformatorutgång 28 För spolar som arbetar i intervall upp till 5-6 MHz måste mellankretsen justeras. Vid högre högfrekvensområden krävs inte mittförstärkningen. Kalibrera GIR med en pålitlig fabriksradiomottagare. Figur 1 I så fall, om det inte finns någon känslig switch, kan du klara dig med en mindre känslig, till exempel med en 0-5 mA skala. Lägg i det här fallet till mer podsiluvach stadig ström på ensam transistorer T2 (fig. 2). Indikatorns känslighet kan justeras över stora områden med potentiometer R5. Fig.2 Istället för transistorn T1 kan du ersätta fälteffekttransistorn KP302 med valfritt bokstavsindex: istället för transistorn G2 - MP37 eller MP38 med valfritt bokstavsindex; diod D1-D2A. När ett byte indikeras är det nödvändigt att ändra polariteten på batteriet och dioden D1...

För kretsen "Linjär lågtrycksbooster vid 430 MHz".

För kretsen "Lågeffektbooster klass C vid 430 MHz"

För kretsen "14428 MHz transverter".

Radiosändningar, radiostationerTRANSVERTER 144/28 MHz Transverterns heterodyne fungerar i tre kaskader. Utgångsfrekvens- 116 MHz. Kvartskristallgenerator transistorer KP312A arbetar med en frekvens på 58 MHz. Resonatorn är vakuum. Gå sedan till underfrekvenser i podsiluvach lokaloscillator på transistorer som KT368A, KT355, 2T311. Från lokaloscillatorn går signalen till mottagnings- och sändningsvägarna. / Img / trsv1441.gifMixer för den optimala insamlingsvägen på transistorer KP350. UHF vid en frekvens på 144 MHz - på transistorer som KT399, KT368, KT939. Överföringsvägen består av fyra kaskader. Push-pull-omkopplare på transistorer typ KP350 och trestegs podsiluvach spännare- på transistorer typ KT939A (KT610A), KT904A, KT922 B (V). /img/trsv1442.gif Transvertern kan anslutas till vilken KB-transceiver som helst med en räckvidd på 28 MHz och mjuk effektreglering 100 mW Uteffekt ............... inte mindre än 10 W Brusfaktor ................ inte högre än 1,5 dB (vid Z \ u003d 50 ohm) Matningsspänning .......... 75 Ohm Matningsspänning ..................... 24-28 V sträng i läge. innan ... högst 3 А Anslutningsprocedur Anslut RX 28 MHz-kontakten till lågeffektutgången (högst 0,5 W) på KB-sändtagaren. Anslut 144 MHz-antennen med ett 50 Ohm-stöd till den högfrekventa "Ant"-kontakten. Spänning 24-28 V, anslut strömförsörjningen till stift 3, kontakt 2 matas med +24 ... 28 V i överföringsläge, kontakt 1 matas med 24 ... 28 V strömförsörjning ("jord"). När spänningen läggs på transvertern ökar bruset från HF-transceivern i mottagningsläget. I sändningsläget ställer du in sändtagarens KB-justeringsratt i läget ...

För kretsen "cascode booster".

För designers av radio-amatorer är CASCODE-cascode-boostern, vars krets riktar sig till barnet, mycket stabil över ett brett temperaturområde. Kaskaden på transistorerna V2, V3 skapar den bredaste kaskadekretsen - "primär emitter - primär bas", vilket säkerställer en liten ingångskapacitans. Den låga effekten av alla boosters uppnås genom att slå på utgången på emitterrepeatern. transistorer V4. Initiala scheman för att stabilisera driftläget kan inte aktiveras i en kaskad, eftersom det genom höga spänningsnivåer är omöjligt att eliminera djup negativ återkoppling utan risk för att skada boosterns arbete. Den erforderliga förskjutningen av kaskaden på transistorerna V2 och V3 ställs in av spänningen som tillförs av elementen VI, R1 - R4. Fragmenten av kollektorstrumman bildar kollektorstrumman för transistor V1. sedan någon förändring temperaturförhållanden Det är nödvändigt att köra tills basförspänningen för transistorerna V2 och V3 är helt ändrade. Observera att för effektiv stabilisering måste transistor V1 vara av samma typ som andra. Ännu enklare kommer alla delar av transistorn in i lagret för transistorenheten, installerad i ensam kiselkristaller Effektöverföringskoefficienten för de traditionella lagren hos motstånden R6 och R7 blir cirka 10 vid en maximal utspänningsamplitud på 3 V och en jämn överföring på 6 MHz. "Radio, fernsehen, elekfronik" (NDR). 1978, N 9 Anm. I cascode boosters kan du installera transistorenheter 1MM6.0, KT365CA. K1HT291. K1NT591 ....

För kretsarna "Vidvinkelförstärkare på fälteffekttransistorer"

För diagrammet "Täthetsregulator på tre delar"

Motstånds- och transistorspänningsregulatorer upplever fortfarande en riktig renässans. Stanken i sig är inte ekonomisk. Du kan flytta regulatorns CCD på samma sätt som regulatorn genom att slå på dioden (se bild). Detta möjliggör ett större utbud av justeringar (50-100%). Bränsletillbehören kan placeras på kylaren. Yu.I.Borodatiy, regionen Ivano-Frankivsk. Litteratur 1. Danilchuk A.A. regulator spännare för lödkolv // Radioamator-Electric. -2000. -Nr 9. -P.23. 2.Rishtun A Tryckregulator på sex delar // Radioamator-Electric. -2000. -Nr 11. -P.15 ....

För kretsen "Simple oscilloscope".

Vibrationsteknik Ett enkelt oscilloskop som använder transistorer i det så kallade lavinläget (Radio nr. 9, 1972), du kan skapa ett enkelt oscilloskop för att övervaka lågfrekventa processer i intervallet 30 Hz till 20 kHz Oscilloskop Wikonanium av allt på tre transistorer. Den första kaskaden är vertikal ventilation på P26A - P26B. Ett annat steg är generatorns generator på P416A, B. Det tredje steget är generatorns generator, där du kan sätta transistorer med spänning Ukemah \u003d 70-100V (P26B Oscilloskoprör typ 5LO38 eller LO247). amplituden Här är ingångsspänningen. Med S1 kan du ställa in avfyrningsfrekvensen grovt och smidigt använda potentiometer R10. Synkroniseringsamplituden ställs in med potentiometer R6. Vertikala och horisontella förskjutningar ställs in separat med potentiometrarna R9 och R12. Ljusstyrka - R21, fokus - R22. Strömtransformatorns spänning är cirka 8 W. ...

Förstärkningsinsatser som utförs i klass A stagnerar sällan. Främst är dessa högfrekventa boosterradioenheter med stora fördelar. Ett praktiskt diagram över en sådan booster visas i fig. 1. Ingångs-L1C1-kretsen och utgångs-L2C2-kretsen måste väckas synkront och justeras till ingångssignalens frekvens.

Figur 1. Med förbehåll för tryckklass A på MOS-transistorer

Motsvarande stöd Re för utgångskretsen Re \u003d P2p2 / (RL + Rн "), de р \u003d Sqr (L2 / C2), Rн" - stöd för avantage, inkluderad i injektorkretsen; RL - aktiva utgifter; P2 är inkluderingskoefficienten för kretsen. Värdet på Rн "\u003d Rн / n22, där n2 är transformationskoefficienten.

Kvalitetsfaktorn för utgångskretsen när den alltid är påslagen Q \u003d ReRi / (Re + Ri) 2pfoL2 reduceras genom shuntningen av utgångsstödet på transistorn Ri. För kraftiga MOS-transistorer är Ri liten och överstiger inte tiotals kilo. Därför, för att öka Q2, är det nödvändigt att byta kretsen utanför kretsen.

Transmittansen för utgångskretsen är 2Df2 \u003d fo2 / Q2, och resonansfrekvensen är fo2 \u003d l / 2pSqr (L2C2). I HF-området kan en sådan booster ge Ki upp till flera tiotal. En viktig indikator på boost är ljudnivån. Bruseffekten hos trycksatta MOS-transistorer undersöks i robotar.

Figur 2 visar en praktisk krets av en PA baserad på en pressad MOS-transistor KP901A. Eftersom fragmenten inte var inställda för att separera de låga frekvenserna av L2C2, är inneslutningskretsen direkt i avloppet och shuntas till utsiktspunkterna Rn \u003d 50 Ohm. Klass A har en booster Ku \u003d 5 (Ku \u003d SRн) і Кр\u003e 20 vid en frekvens f \u003d 30 MHz. När du växlade till det icke-linjära läget sjönk utspänningen till 10 W.

Fig.2. Högfrekvent spänningsförstärkare på transistorn KP901A

Tvåstegs PA (Fig. 3) med viskoniska transistorer KP902A och KP901A. Det första steget fungerar i klass A, det andra i klass B. För att säkerställa klass B måste du stänga av gate-omkopplaren på den andra transistorn. I uppehälle av vikoristan shirokosmuga lantsyug anslutning mellan kaskader. Vid en frekvens på 30 MHz gav boostern Rvih \u003d 10 W vid Ki\u003e 15 och Кр\u003e 100.

Fig.3. Tvåstegs booster baserad på trycksatta MOS-transistorer

Vuzkosmugovy pіdsiluvach i Fig. 4 applikationer för robotar i frekvensområdet 144 ... 146 MHz. Den kommer att ge en spänningsförstärkning på 12 dB, en brusnivå på 2,4 dB och en intermodulationsnivå på högst 30 dB.

Fig.4. Vuzkosmogovy tryckförstärkare för robotar i intervallet 144 ... 146 MHz

En resonansförstärkare på en trycksatt MOS-transistor 2NS235B (fig. 5) vid en frekvens på 700 MHz kommer att säkerställa minskningen av Rvih \u003d 17 W vid en effektivitetsfaktor på 40 ... 45%.

Fig. 5. Resonansspänningsförstärkare med en arbetsfrekvens på 700 MHz

Boostern i fig. 6 är att applicera neutraliseringsomkopplaren, som ändrar grindnivån till -50 dB. Vid en frekvens på 50 MHz har boosten en ökning i intensitet på 18 dB, ljudnivån är 2,4 dB och jag är trött upp till 1 W.

Fig. 6. Låg brusneutralisering PA

Den patenterade kretsen Fig. 7 (US-patent 3,919563) vid en frekvens på 70 MHz uppnådde en verklig CCD på 90 % med en utspänning på 5 W vid en frekvens på 70 MHz. Kvalitetsfaktorn för utgångskretsen är 3.

Små 7. Nyckelökningen i spänning med CCD är lika med 90%.

Figur 8 visar ett diagram över en trestegs PA baserad på fasta MOS-transistorer KP905B, KP907B och KP909B.

Fig. 8. Trestegs resonans PA i 300 MHz-området

Boostern kommer att ge en spänning på 30 W vid en frekvens på 300 MHz. De två första kaskaderna har resonanta P-liknande lansar, och utgångssteget har en L-liknande lans vid ingången och en P-liknande lans vid utgången. Fyndigheter av KKD och Rvikh vid Uc i Rvikh i Kr vid Rvkh, extraherade experimentellt och på rozrakhankovy sätt, presenteras i Fig.9.

Fig. 9. Layout av parametrar för ändkaskaden för en trestegs PA
typ av livsstress (a) och ingångstryck (b):

När amplituden för PA i AM-radiosändningar (med amplitudmodulering) uppstår, uppstår svårigheter på grund av den säkerställda linjäriteten hos moduleringskarakteristiken, d.v.s. amplituden hos insignalen varierar avsevärt. Stanken går förlorad i mycket olinjära driftlägen, såsom klass C. Figur 10 visar en radiosändningskrets för HF-området med amplitudmodulering. Sändningseffekten är 10,8 W med en konstant spänning för VMP4 UMDP-transistorn. Modulering sker genom att ändra spänningen vid grinden.

Fig. 10. HF-radiosändningskrets med amplitudmodulering

För att ändra olinjäriteten hos moduleringskarakteristiken (kurva 1 i fig. 11) roteras returlänken längs förbiledningen i transmissionen. För detta ändamål likriktas den utgående AM-spänningen och den lågfrekventa signalen likriktas för att skapa OOS. Moduleringskaraktäristik 2 i fig. 10 illustrerar denna förbättring i linjäritet.

Fig. 11. Moduleringsegenskaper för radiosändning i närvaro av (1) och i närvaro av (2) linjärisering

Figur 12 visar principdiagrammet för en tangent PA med en nominell uteffekt på 10 W och en arbetsfrekvens på 2,7 MHz. Pіdsiluvach vikonaniya på transistorer KP902, KP904. Boosterns verkanskoefficient vid det nominella uttrycket är 72%, koefficienten för ökad spänning är cirka 33 dB. Boostern aktiveras av logikelementet K133LB, driftspänningen är 27 V, toppfaktorn för spänningen till utgångsstegets dränering är 2,9. Under daglig drift förbättrades anslutningen med de angivna parametrarna i intervallet 1,6 ... 8,1 MHz.

Fig. 12. Key PA med en nominell uteffekt på 10 W

För att säkerställa att den specificerade spänningen ökas höga frekvenser det är nödvändigt att öka larmets spänning.

Strukturellt byggdes PA på olika skivor med standardradiatorer 100x150x20 mm, vilket förklaras av PA-enhetens standardmått i radiosändningar. Induktorspolar i lansetter är cylindriska på feritstavar av HF-30 kvalitet med en diameter på 16. Kvalitetsfaktorn för induktorspolarna är Q \u003d 150.

Som blockerande chokes i lansetterna för att försörja dräneringen av transistorerna på en-watts boostern och den främre kaskaden på 10-watts boostern, installerades standardchokes med en induktans på 600 μH. Gasreglaget är installerat i avloppet på transistorn KP904 - på feritringar är dess induktans 100 μH.

Figur 13 visar principdiagrammet för en nyckel PA med en nominell utspänning Pvikh \u003d 100 W, avsedd för användning i obevakade radiosändningar i HF-området. Det är nödvändigt att placera en framåtdriven kaskad, gated på två KP907-transistorer. Vid VT1-ingången finns en U-formad P-liknande krets C1L1C2C3.

Fig. 13. Key PA med en nominell uteffekt på 100 W

Terminalkaskaden av kretsar är baserad på sex KP904A-transistorer. Detta antal transistorer valdes baserat på CCD-förspänningen. Istället för transistorer KP904B kan du också slå på sex transistorer KP909 eller tre mer kraftfulla KP913. Det optimala nyckelläget för lansettdräneringen säkerställs av en konturform som rymmer elementen C14, C15, C16, L7.

Pіdsilyuvach kan zagalny KKD \u003d 62%. Vid denna tidpunkt blir den elektroniska CCD för utgångskaskaden nära 70 %. En bryggkrets för att slå på transistorer i den främre kaskaden av vicoristan för att spara effektiviteten hos boostern (även med reducerade parametrar) när utgångstransistorn går ur spänningen. Med detta syfte i tur och ordning pressande transistorer Enskilda säkringar slås på, och om några identifieras, stäng av den trasiga transistorn. Som ett resultat av detta sammanbrott i raden av transistorer uppstår ett läge nära kortslutningsläget, vilket gör det onödigt.

Parallellt skapar inte införandet av att trycka MDP PT ytterligare svårigheter under utvecklingen och anpassningen av sinnet. Förändringen i CCD för effektförstärkaren, lika med den för en liknande effektförstärkare (div. Fig. 12), beror huvudsakligen på skillnaden i transistorer i termer av effekt i 100-W effektförstärkaren. När nivån på utspänningen sänks till 50 W, ökar effekteffektiviteten för boostern till 85% och den elektroniska effektiviteten ökar till 90%. Påpekat i fig. 13 indikerar värdena för parametrarna för elementen en frekvens på 2,9 MHz.

Spänningstoppfaktorn vid dräneringen av KP904-transistorer är 2,8, och själva transistorerna fungerar i ett läge nära optimalt. Toppfaktorn för dräneringsspänningen i kaskader på KP907-transistorer är äldre än P \u003d 2.1. Transistorn fungerar i växlingsläget, men det optimala växlingsläget är inte garanterat, eftersom det optimala växlingsläget för dessa transistorer vid Uс \u003d 27 V och cutoff \u003d 90 ° kommer att vara osäkert genom pik-faktorvärdet, vid vilken spänning på stationen kan justeras till max. Den tillåtna spänningen är lika med 60 V för KP907-transistorn.

I fig. 14, a, ritas experimentella och diversifierade kurvor, som illustrerar djupen av CCD, Rvih och inte var strömmen dränerar. Från den lilla kan man se närheten av Rozrahunkov-data till de experimentella. Det bör noteras att området för möjliga cutoff-värden är smalt. För det mesta förändras ökningen av toppfaktorn för spänningen på stationen, och förändringen är ökningen av den onödiga spänningen, som snart börjar stiga i sängen på grund av en ansträngd led. Uppenbarligen, när nivån av Rvit ändras, utökas utbudet av möjliga förändringar i vattenflödet.

Fig. 14. Grader av utgående tryck och KKD vid brytpunkten 0 (a)
och temperaturen för den överflödiga kärnan (b):
--- experiment; - - - rozrakhunok

Bidrag av vikonationer på den andra styrelsen. I kylflänsen finns en radiator med måtten 130X130X50 mm. Lansetterna är utrustade med KP907 transistorer och standard DM-01 induktorer med en induktans på 280 μH. Vikbrodropparna är lindade på feritringar VK-30 diam. \u003d 26. Gasspjäll i lancineringen av utgångskaskaden av lindningar på feritringar HF-30 diam. \u003d 30. Induktansspolen i lancusen som ansluter utgångskaskaden till utsiktspunkterna är lindad, lindad med en skiva dia. \u003d 2,5, spolediameter 30 mm, L \u003d 80 nH.

Temperaturområdet för utspänningen Pvih och KKD för nyckeln UM med en utspänning på 100 W visas i Fig. 14, b. Om man tittar på justeringarna är det tydligt att i intervallet -60 ... + 60 ° C ändras sinnets ingångsspänning med högst ± 10%. Ett litet temperaturinflöde utövas på CCD:n, som inom det specificerade området ändras med ± 5%. I detta fall sker en minskning av utgående tryck och CVD med ökande temperatur, vilket är förknippat med förändringar i lutning med ökande temperatur. I det extrema temperaturintervallet -60 ... + 60 ° C är förändringen i han och Rvih obetydlig, och den kan uppnås utan några speciella termostabiliseringssteg. Livslängden för de trycksatta MOS-transistorerna kvarstår också.

litteratur:

Kretsdesign av enheter baserat på tryck fälteffekttransistorer. Dovidnik. Redigerad av V.P. Dyakonov.

Av de tre huvudkretsarna för att slå på transistorn är tydligen den största förbättringskoefficienten i termer av spänning kretsen med en brandfarlig emitter (OE) (Fig. 1.1a).

Malyunok 1.1 - Kaskad med brandsändare:

a - kretsschema, b - RF-modell, c - krets med induktiv korrigering

Detta schema har dock den högsta frekvenseffekten. Detta beror helt och hållet på Miller-effekten, ackumuleringen av kapacitans mellan kollektorn och basen på CB-transistorn genom vilken CE-kretsen drivs med höga frekvenser som en integrerande remsa. I det här fallet verkar signalen betonas av RC-lancugen med en ekvivalent stationär tid τ, som i den förenklade RF-modellen av kaskaden med en tändsändare, visad i fig. 1.1b, indikerat med viraz

τ \u003d (1 + K V) C CB (RS || r B), (1.1)

där KV är förstärkningskoefficienten för kaskaden vid mellanfrekvenser, RS är det interna stödet för signalen, r B är basstödet för transistorn.

Det enklaste sättet är att utöka överföringskapaciteten för OE-kaskaden genom att koppla på induktansen i serie med kollektorinduktansen i mikrogenrebanken (Fig. 1.1c), vilket korrigerar förstärkningsfallet vid höga frekvenser. Jag kommer att göra detta själv IMS bredhyade subsiluvachs ERA-xSM från Mini-Circuits med förstärkningar på upp till 20 dB i smoothies Pro ... 8GHz och TSH690 från ST Microelectronics med förstärkningar på 20 dB i smoothies 40 ... 900 MHz.

Principdiagrammet för ERA-3SM-boostern och det typiska diagrammet för dess inkludering visas i Fig. 1.2.

Malyunok 1.2 - Pidsilyuvac ERA-3SM.

a - principdiagram, b - typiskt kopplingsschema

Viconan IMC är baserad på galliumarsenid och placeras i en miniatyrlåda med en diameter på cirka 2,2 mm och en höjd på 1,5 mm med samma Poloskov-design.

PRO-kretsen har inte Miller-effekten, men på grund av den lilla ingången och höga uteffekten är stöd för spänningsökningskaskaden endast möjligt när man arbetar med en lågimpedanssignal och högimpedansingångar, vilket inte alltid är möjligt att lära sig i öva. Kaskaden med OK (varje repeater) kommer också att ge ett brett utbud av överföring, men kommer inte att förstärka spänningssignalen. Av dessa skäl använder storskaliga boosters ofta fler hopfällbara lagerkretsar för att slå på transistorer, som visas i fig. 1.3 (förskjutningslina visas inte).

Malyunok 1.3 - Kretsar med högfrekventa kaskader på

lagertransistorer

Först av dem innehåller OB-OK-kretsen (Fig. 1.3a) en liten ingång (kaskad med PRO) och en liten utgång (kaskad med OK) stöd och kan användas som en vicoristan för att generera huvudförstärkare (linjedrivrutiner) för ledarlinjer jag är ansluten till med ett 50 Ohm-stöd, samt i mottagare av ultraljudssignaler. Den högimpedansspänning som krävs för att förbättra spänningssignalen vid ingångssteget på PRO (VT 1) säkerställs genom anslutningar till utgången på emitterrepeatern (VT 2) med det stora ingångsstödet.

I OE-PRO-kretsen (fig. 1.3b) orsakas Miller-effekten praktiskt taget av fixeringen av kollektorpotentialerna för transistor VT 1 och basen på transistor VT 2. Denna krets drivs av enstegs differentialförstärkare: LM63 61, vad är upp till V \u003d 3000, f T \u003d 50 MHz och svänghastighet 300 V / µs, och THS4001 (K V \u003d 10000, f T \u003d 270 MHz і 400 V / µs).

OK-PRO-kretsen (fig. 1.3c) används i stor utsträckning vid op-förstärkarens ingångssteg. Här bestäms Miller-effekten också av fixeringen av kollektorpotentialerna för transistor VT 1 och basen för transistor VT 2.

I OK-OE-kretsen (fig. 1.3d) gör det låga utgångsstödet för emitterrepeatern på transistorn VT 1 att du avsevärt kan minska dödtiden för blinkersen subsiluvial kaskad s OE på transistor VT 2, och därmed, som det följer av (1.1), flytta frekvensen över boostern. Denna krets stagnerar ofta i spänningsförstärkningsstegen för en op-förstärkare.

9. Avstängning av driftboosters för att förbättra radiofrekvenssignaler.

Med uppkomsten av en op-amp med en enda förstärkningsfrekvens på över 300 MHz har tillverkare nu möjlighet att använda integrerade enheter för förstärkning och omvandling av signaler i radiofrekvensområdet. Enligt ett antal kriterier är op-förstärkare av denna klass klart överlägsna de huvudsakliga HF-förstärkarna, vilket tydligt framgår av utjämningen av deras effekter, som visas i tabell 2.1.

Tabell 2.1 - Justering av parametrar för RF-booster och wide-area op-amp

Fortsättning av tabell 2.1

Ingång/utgång stående spänningsförhållande	Typiskt värde 1,5	Det kan finnas fler justeringar för en specifik frekvens, lägre HF-förstärkning
Anslutning mellan ingång och utgång	20 ... 30 dB anses vara en bra indikator. Svagt ligga i frekvens	Det kan bli mycket mer resultat på hög nivå. Absorberas vid höga frekvenser. Högre när icke-inverterande är påslaget, lägre vid påslaget inverterande
bullerfaktor	Kanske ännu lägre. Typiska värden 2 ... 5 dB	Lägg dig i närheten av makten. på större styrka bättre, men inte mindre än 12 dB för typiska op-förstärkare. Kretsdesign kan reduceras till<5 дБ
Dual-tone intermodulation undertryckningskoefficient	Mellersta Rivne. Det räcker inte med att ligga under frekvensen	Även granaten är kvävd med stabiliserad mat. Det blir väldigt högt när frekvensen ökar. Bruset kan reduceras avsevärt vid låga frekvenser
amplitudvariationer	Små rabarber när man äter under stabilt spänningstryck. Svagt ligga under frekvensen	Stora spänningsområden krävs för samma utspänning som i HF-boosters. Hastigheten ökar med ökande frekvens genom den ökade hastigheten på utspänningen
strum zhizlivnya	Ring efter unipolär mat. Stort flöde av lugn	Som regel tenderar bipolära tillstånd att ha fler episoder än unipolära. Porivnyano små bäckar av lugn

Typiska omkopplingskretsar för op-förstärkare som RF-förstärkare presenteras i fig. 2.1.

Malyunok 2.1 - Typiska kopplingskretsar för op-amps som RF-boosters: a - icke-inverterande, b-inverterande

Icke-inverterande omkoppling (Fig. 2.1a) skiljer sig från standardnärvaron av motstånd RC och R OUT vid ingången och utgången av boostern. Dessa motstånd kommer att säkerställa att ingången och utgången på strömförsörjningen är kompatibla med en standard 50 ohm koaxialkabel. Eftersom op-förstärkarens utgångsstöd ökar med ökande frekvens, parallellt med R OUT, slå på en kompenserande kondensator med en kapacitans på 5 ... 20 pF. Detta tillvägagångssätt gör det möjligt att utöka frekvensområdet med 30 ... 40 % till hundratals megahertz med en trevlig SCV.

I fig. Figur 2.1b visar op-förstärkarens inverterande krets. Fragmenten av ingångsstödet för kretsarna kan vara lämpliga för signalen, det är nödvändigt att RC || R 1\u003d 50 Ohm.

Om frekvensområdet för förstärkta signaler börjar från noll, kan kretsar med unipolär livslängd fastna (Fig. 2.2).

Malyunok 2.2 - HF-boosterkretsar på op-förstärkare med unipolära enheter:

a - Icke-inverterande, b - inverterande

Här kan ingångsmatchningsoperationen R Z för den icke-inverterande kretsen (fig. 2.2a) tänkas ut RC || (R / 2) \u003d 50 Ohm, och inverteringen (Fig. 2.2b) - mind R C || R 1\u003d 50 Ohm.

10. Utbredd OU med en gate-anslutning längs trumman.

Som anges i tabell 2.1 är de högfrekventa op-förstärkarna programmerade med de primära RF-förstärkarna på samma amplitudnivå. Detta förklaras av de små värdena för den begränsande fluiditeten för utgångsspänningsökningen hos OP, vilket beror på den betydande omladdningen av strömförsörjningens interna kapacitet genom små flöden av ingångskaskaderna. För närvarande använder många företag en op-amp med en flöde (lågimpedans) ingång för retursignalen, en så kallad op-amp med en returlänk längs flödet (OST-podsilyuvachi), vilket kommer att säkerställa hög hastighetsökning Huvudhänsynen till dessa boosters i det primära operativsystemet med högimpedansingångar, som kan kallas spänningsomvändande boosters (OSN-boosters), ligger i kretsdesignen för ingångssteget. I fig. 3.1 bilder av förenklade typiska kretsar för ingångskaskaderna för boosternät (a) och elnät (b).

Malyunok 3.1 - Schema för inmatningssteg:

a - booster OSN, b - booster OST

Det är helt uppenbart att booster-OSN:erna har bättre noggrannhetsegenskaper, ju lägre booster-OSTs som är i kraft:

§ låg inspänning;

§ Förbättrad storlek och ännu mindre inloppsströmmar;

§ den stora betydelsen av koefficienten för undertryckande av instabilitet i livsmedelsförsörjningen till P.P;

§ hög CMRR (common mode rejection ratio).

Karakteristiska siffror för ingångskaskaden för booster OST och dess nästa parametrar:

Offset för ingångsspänning som inte är noll;

Oanvändbara ingångsströmmar;

Spänningen på ingången stöder de inverterande och icke-inverterande ingångarna.

Ingångssteget för en typisk OST-booster är en bipolär spänningsrepeater, vars hudarm är ansluten till ett par komplementära transistorer anslutna enligt OK - OK-kretsen. För att förspänningen vid kaskadens utgång ska vara noll är det nödvändigt att bas-emitterspänningen för n-p-n- och p-n-p-transistorerna är lika. Eftersom transistorer av olika konduktivitetstyper skapas i olika stadier av IC-tillverkningen är det viktigt att säkerställa detta. Ingångsströmmarna för n- och p-ingångarna till strömförsörjningen OST är fundamentalt olika. Samtidigt, eftersom ingångsströmmen för den icke-inverterande ingången (p-ingång) har en skillnad på grundströmmar, har ingångsströmmen för den inverterande ingången (n-ingång) en skillnad på eterströmmar, som är tiotals gånger större än basen. Som ett resultat, om egenskaperna hos komplementära transistorer inte justeras exakt, kan ingångskällan till n-ingången överavkänna ingångskällan till p-ingången. Till exempel, i AD813-mikrokretsen (3-kanals OST-förstärkare för RGB-videosignal), är de typiska ingångsflödena 0,5 µA för p-ingången och 5 µA för n-ingången. För att justera ingångsströmmarna tyst i de flesta modeller av OST-drivna baser, är p-ingångstransistorerna anslutna till sina kollektorer (Fig. 3.2).

Figur 3.2 - Förenklat schema för OST-podsilyuvach

Detta gör det också lättare att använda transistorer genom att ändra spänningen till noll. Med ett sådant kopplingsschema verkar inströmmarna för till exempel en op-amp typ THS3001 vara nära och summera till 1 och 2 µA. Samtidigt är de dynamiska ingångsstöden för denna booster lika: 1,5 MOhm vid p-ingången och 15 Ohm vid n-ingången.

En av de främsta fördelarna med OST-boosters ligger i det faktum att de genererar ett mindre antal spänningsförstärkningskaskader, lägre än boosterna från OSN. Ofta består en op-förstärkare med en OST helt enkelt av en ingångsbuffertrepeater, ett spänningsförstärkningssteg och en utgångsbuffertrepeater. Färre spänningsförstärkningskaskader betyder mindre fasfördröjning i det öppna systemet. Den grundläggande OST-strukturen är en enstegs spänningsförstärkare (avd. Fig. 3.2). Den enda högimpedansanslutningen i kretsen är anslutningspunkten till utgångsbuffertens ingång. Som ersättning för OST-boosters, driver boosters från OCH två eller flera spänningsförstärkningskaskader. Detta förbättrar systemets ordning och förbättrar dess stabilitet för att säkerställa detta, är det ofta nödvändigt att gå till ljudet av pumpen.

signalerar förvirring I operationsboosters beaktas olinjäriteten hos transientsvaret och den maximala hastigheten för utspänningsökning. Ofta påverkas kretsar med hög symmetri i ingångssteget till OST-boostersteget av till och med låg olinjäritet hos de transienta egenskaperna. OST-boosters kännetecknas också av en högre ökning av utspänningen. Av figur 3.2 kan man se att ökningshastigheten indikeras av strummarna, vilka transistorer VT 3 och VT 4 kan ladda korrigeringskondensatorerna Z K. I administrationen av huvudströmförsörjningen är detta trumman inte begränsat av något fast värde yum. För det första är det möjligt att notera att i OST finns det ingen tillväxt mellan fluiditeten. Till exempel har THS3001-enheten en snabb utspänningsökning på upp till 6500 V/μs. Sådana OSN-förstärkare, till exempel LM7171, ansluts till ingångssteget, kopplas till OST-kretsen, och sedan går signalen till ingången genom buffertförstärkaren. Detta utökar de möjliga scheman för att inducera lansetterna i gate-kopplingen av sådana boosters samtidigt som höga dynamiska egenskaper sparas.

Låt oss ta en titt på egenskaperna hos OST-podsiluvach i olika inkluderingsalternativ (Fig. 3.3).

Malyunok 3.3 - OST-podsilyuvachiv-scheman

a - icke-inverterande påslagning, b - ekvivalent krets för OST-boosterns sändningskonduktivitet, c - ekvivalent krets för den icke-inverterande OST-boostern för en liten signal

En liten signalkrets för en sådan booster i icke-inverterande läge presenteras för en liten 3,3V. Vi kommer att betrakta boosterns ingångsegenskaper som idealiska. För OST-podsiluvach betyder detta R IN _ НЭИНВ \u003d, R IN _ інв \u003d 0, V OFF. Vi känner till överföringsfunktionen för denna krets, för rättvisans skull:

,…………… ….. (3.1)

, (3.2)

de Z (s) - transmissionsimpedans - huvudeffektparametern

OST-podsilyuvacha.

För en jämn ström ligger de typiska värdena för sändningsimpedansen för OST-boosterna i intervallet hundratals kOhms till hundratals MOhms. Genom att ersätta (3.2) till (3.1), efter transformationen vet vi:

. (3.3)

signifikant

(R 1 + R 2) / R 1 \u003d K. (3.4)

Överföringsimpedansen modelleras av motsvarande krets i fig. 3.3b, de C K - kapacitet hos korrigeringskondensatorn med ökad frekvenskorrigering av boostern. sedan

, (3.5)

vilket motsvarar de verkliga frekvensegenskaperna för OST-boostern. Ersätter (3.4) och (3.5) i (3.3) och tittar på vad gR 2<<1, окончательно получим:

Viraz (3.6) låter dig tjäna artig visnovok:

Transmissionen och förstärkningen av OST-boostern kan installeras oberoende av en typ.

Ja, vid justering av koefficienten ökas den övre gränsfrekvensen genom att ändra stödet för motståndet R 1 ändras inte.

För att invertera omkoppling kan du på liknande sätt beräkna:

och detta innebär möjligheten till oberoende reglering av förstärkningen och överföringen av OST-boostern när invertering är påslagen.

Det bör noteras att i kretsen för den inverterande huvudeffektförstärkaren är det också möjligt att oberoende reglera överföringen och förstärkningen genom att ansluta ett extra motstånd mellan den inverterande ingången (virtuell noll) och jord. Med denna ökning ändras inte insignalen, men överföringssignalen beror på förändringen i överföringskoefficienten för grindlänken.

Eventuellt kan vi ange uppkomsten av symtom av hudtypen:

OSN-stimulerande medel

· Mer lågt ljud.

· Bättre reversering av signaler från en stationär ström.

· Det finns stor frihet att välja lansett på vridlänken.

OST-podsiluvachi

· Stor tillväxthastighet.

· Mindre förvirring.

· Möjlighet till oberoende reglering av effekt och transmission både i inverterande och icke-inverterande påslagna.

Analys av motståndet hos OST-förstärkare. Vid första anblicken på överföringsfunktionerna för OST-podsiluvach (3.6), (3.7) kan man tro att även om fragmenten är av första ordningen, säkerställs stabilitet med alla resistiva gate-anslutningar. Det är inte sant. Ingångs- och utgångsbuffertkaskaderna, även om de inte förstärker eller försvagar spänningssignaler, arbetar även vid höga frekvenser för att skapa betydande negativa fasskador, vilket förändrar säkerhetsmarginalerna. Typiska LFC och LFCH för OST-podsiluvach visas i fig. 3.4.

Malyunok 3.4 - Typisk LCHH OST-podsilyuvach

För att analysera vikoristens stabilitet förfinade vi substitutionsschemat som visas i fig. 3.5.

Malyunok 3.5 - Ersättningskrets förtydligad

För detta schema kan vi skriva ner ett system med lika:

I IN \u003d I 1 - I 2, (3.8)

, (3.9)

(3.11)

Efter att ha omvandlat detta system känner vi till sändningsfunktionen hos supportern, bränd av kålrot

. (3.12)

Här är koefficienten för att förstärka kretsarna. Typiska värden för R IN för OST-boosters sträcker sig från 8 ... 500 ohm och R OUT - 5 ... 25 ohm.

magnitud

(3.13)

är sändningsfunktionen för grindlänkens öppna slinga, och detta är tecknet, vilket vi signifikant R T,

(3.14)

Detta är en statisk överföringskoefficient och också en analog till 1 / β-koefficienten, som användes för att analysera stabiliteten hos SSN-förstärkare. Som framgår av uttrycken (3.3) - (3.6), indikerar värdet på RT hur mycket boostern sänds.

Från frekvensegenskaperna är det tydligt att kretsen har en tillräcklig fasstabilitetsmarginal (\u003e 60 °) med en jämn bandbredd på 450 MHz.

4. Effektdifferentialledningar.

Överföringslinjer av högfrekventa signaler är anslutna till anslutningsledningen, som vikoriseras i lågfrekventa enheter. Detta beror på komplexiteten hos högfrekventa linjer med ett stort utbud av signalöverföringar, såväl som behovet av att skydda mot inträngning av transkoder i ett mycket brett spektrum av frekvenser. I lågfrekventa enheter är det vanligtvis nödvändigt att säkerställa en minimal utimpedans för signalerna och en maximal ingångsimpedans för mottagarna. Detta kommer att säkerställa maximal signalstyrka i termer av spänning. När man sänder RF-signaler är något helt annat möjligt: de externa in- och utgångsstöden för motorerna och mottagarna av signalerna är lika med gaffelstödet för linjeanslutningen, eller, som det verkar, linje I är skyldig i båda ändar. Till denna kostnad kommer den dagliga visningen av signaler från ändarna av linjen att säkerställa att den maximala intensiteten för signalen sänds direkt från jiggen till acceptans.

Som transmissionsledningar för högfrekventa signaler, använd koaxialkablar och skärmade eller oskärmade tvinnade ledningspar. Koaxialkablar med asymmetriska sändnings- och mottagningsanslutningar har ett asymmetriskt kopplingssystem, där common-mode-växlingar appliceras på skärmen och den centrala ledaren, vilket minskar sändningshoppet. För att uppnå större stabilitet i signalöverföringen kan vikoristiska och differentiella kopplingssystem användas för att bilda ett par motfasspänningar + v C (t) och -v C (t) från den asymmetriska utsignalen v C (t), och sända dem över insatsledningar, symmetriskt "jordade". I slutet av linjen får de en differentialmottagare, som vid behov återigen omvandlar den symmetriska signalen till en asymmetrisk.

Således inkluderar närvaron av en differentialledningsanslutning i den bakre änden kraftledningen för torsionsparen, differentialtransmissioner eller linjedrivrutiner (DL), huvudledningar (mellanliggande sådana) boosters (MU) (kompenserar för signaldämpning i ledningen ) och differentialmottagare (DP) (Fig. 4.1).

Malyunok 4.1 - Differentiell länklinje

enklaste diagrammet differentiallinjedrivrutiner visas i fig. 4.2.

Malyunok 4.2 - Schema för den enklaste differentiallinjedrivrutinen

Här justeras effekten som icke-inverterande (U 1) och inverterande (U 2) upprepande. Ett motstånd som växlas mellan ingångarna på U 1 kommer att säkerställa samma koefficient för slingförstärkning för förstärkarna U 1 och U 2, vilket liknar de två, vilket är nödvändigt med tanke på likheten mellan förstärkarens resistansreserver och egenskaper av övergångsprocesser. Amplituden för den utgående differentialspänningen är två gånger amplituden för den obalanserade insignalen. En nackdel med denna krets är stödet med låg ingång. FIRMA NATIONAL SEMICONDUCTOR VIDITRA IMS av den divonala bufferten Pidsilyuvach CLC5612 med böjmotstånden för de rent stjärnor med ett stöd på 1 kOhm, på grunderna i ett ankarschema för en maleunka 4.2 Molotovo är praktiskt taget motiverad utan dodkykhnishiykh. Två andra typer av omvandling av en ensidig insignal till en symmetrisk differentialsignal ger en hög ingångsimpedans. Den första av dessa indikationer i fig. 4.3.

Malyunok 4.3 - Linjedrivrutin med stöd för hög ingång

En ingångssignal tillförs den icke-inverterande ingången på booster U 1, medan samma ingång på U 2 är ansluten från kretsens hörnpunkt. På detta sätt omvandlas ingång U2 till virtuellt land. Därför, när parametrarna anges i diagrammet, förstärker U 1 ingångssignalen fem gånger utan att invertera - (1 + R 1 / R K). Signalerna vid boosterns ingångar är på nivå 1, så spänningen vid topputgången på motståndet R K är en V IN. Dessutom ökar booster U 2 ingångsspänningen fem gånger inversionen (-R 2 / R K). Således ändras spänningarna vid utgångarna U 1 och U 2 i motsatta riktningar med samma amplitud och skapar en symmetrisk differentialsignal.

Denna krets kan drivas med en mängd olika effektnivåer genom att noggrant välja motståndsstöden. Men för att ändra kretsens effekt är det nödvändigt att ändra stödet för två motstånd. Dessutom kommer slingförstärkningskoefficienterna i detta förstörelseschema, och om så är fallet, kommer flödet av boosters (som i resten, dock) inte att förbättras.

Ett annat schema, som inte drar nytta av bristerna som drivs av den främre kretsen, kan vara en viconan på en dubbelkanals OST-booster (Fig. 4.4).

Malyunok 4.4 - Differentiallinjedrivkretsen har förbättrats

Denna krets, till exempel, är baserad på AD815 IC, kan användas som en högtrycksdifferentialdrivenhet, som kan driva upp till 0,5 A i kraftledningen med en utsignalsväng på upp till 40 V.

För detta system finns det en rättvis jämförelse

, (4.1)

, (4.2)

V 2 \u003d V 1. (4.3)

Om vi tittar på vad V p \u003d V n, från systemet (4.1 - 4.3) vet vi mentalt R 3 \u003d R 4

Som du kan se kan förarens transmissionskoefficient bestämmas genom att välja stöd för ett motstånd. Slingförstärkningskoefficienterna för båda boosters är också konsekventa huvudbooster visas i fig. 4.5.

Malyunok 4.5 - Schema för huvudboostern

Det finns två symmetriska in- och utgångar. Överföringskoefficienten för kraftförstärkaren är:

. (4.4)

Att slå på transformatorn vid utgången av boostern förenklar driften av boostern med ledningen. Maxim-företaget vibrerar en enkelchips huvudbooster MAX4147 från MU \u003d 2. Boosterbandbredden är 350 MHz, och ökningshastigheten är 3600 V / µs. Analog Devices producerar en liknande booster, AD8132, som är optimerad för att ta emot differentialsignalkretsar med switchande ADC:er som driver differentialingångar. Dess bandbredd är inställd på 350 MHz, och den maximala stigningshastigheten är 1200 V / µs. Tsikavy IMC AD8322 och AD8323 företagspriser: de är mainline boosters för videoapplikationer med in- och utgångsstöd på 75 ohm och mjukvaru-keramerade (sekventiellt gränssnitt) förbättrade (Zokrema, för AD8322-2 ... 100).

I yakostі differentiell huvudledningsmottagare Därför kommer den schweiziska differentialförstärkaren att fastna, vilket kräver en tri-förstärkarkrets (Fig. 4.6).

Malyunok 4.6 - Huvudledningskretsschema

Ett typiskt lager är MAX4144 primer. Dess effektfaktor är inställd på 2, bandbredden är 130 MHz och stigningshastigheten är 1000 V / µs. En annan mikrokrets, speciellt utformad för att använda en differentiallinje - AD830. Det finns också tre op-amps i IMC-höljet, men det finns två ingångsförstärkare och en differentialförstärkare, och spänningen vid utgången av IMC:n är proportionell mot skillnaden i utgångsströmmarna från dessa förstärkare. Denna AD830-enhet kan dock konfigureras på en mängd olika sätt för att ge ett brett utbud av statiska, undertryckande, in- och utsignaler utan behov av ytterligare externa motstånd. Transmittansen för denna booster är 85 MHz, och stigningshastigheten är 360 V / µs. De allmänna egenskaperna hos olika typer av bredbaserade integralförstärkare anges i tabellen. 4.1.Tabell 4.1 - Parametrar för breda släta op-amp-moduler