Wzmacniacze szerokopasmowe są integralną częścią wielu systemów i urządzeń radiowych. W niektórych przypadkach, oprócz innych, muszą one pasować do standardowej ścieżki 50 lub 75 omów. Jedno z najbardziej udanych rozwiązań obwodów do budowy takich
wzmacniacze wykorzystują sprzężenie zwrotne (L1, L2, L3), zapewniające dopasowanie na wejściu i wyjściu, stałą wartość górnej częstotliwości odcięcia przy wzroście liczby stopni wzmacniacza i wysoką powtarzalność ich charakterystyk. Ponadto wzmacniacze ze sprzężeniem zwrotnym praktycznie nie wymagają strojenia.
Specyfikacje wzmacniacza:
- Robocze pasmo częstotliwości ... 0,5-70 MHz.
- Napięcie wyjściowe, nie mniej ... 1 V.
- Zysk ..... 20 ± 1 dB.
- Impedancja wejściowa / wyjściowa ... 50 Ohm.
- Pobór prądu ........ 120mA.
- Napięcie zasilania .......... 12V.
- VSWR na wejściu, nie więcej ......... 1.5.
- Wyjście VSWR, nie więcej ......... 3.
- Wymiary gabarytowe ..... 70x45 mm.
Schemat
Na rys. 1 przedstawia schemat ideowy wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym krzyżowym, w którym stopień wyjściowy jest realizowany zgodnie ze schematem Darlingtona, to znaczy zastosowano szeregowo-równoległe połączenie tranzystorów, co umożliwia zwiększenie poziomu napięcia wyjściowego (L.4). Na rys.
2 przedstawia rysunek płytki obwodu drukowanego.
Wzmacniacz zawiera dwa stopnie wstępne na tranzystorach ME1 i ME2 oraz stopień wyjściowy na tranzystorach MEZ i ME4, połączone zgodnie z układem Darlingtona.
Wszystkie stopnie wzmacniacza pracują w trybie klasy A z poborem prądu 27 mA, które ustawia się dobierając wartości rezystorów R1, R5, R9, R13. Rezystory R3, R7, R10, R14 to lokalne rezystory sprzężenia zwrotnego. Rezystory R4, R8, R12 są popularnymi rezystorami sprzężenia zwrotnego.
Postać: 1. Schemat ideowy szerokopasmowego wzmacniacza RF.
Płytka drukowana (rys. 2) o wymiarach 70x45 mm wykonana jest z dwustronnie laminowanej folii z włókna szklanego o grubości 2 ... 3 mm. Przerywane linie na ryc.
2 pokazuje miejsca metalizacji końcówek, które można wykonać za pomocą metalowej folii, która jest przylutowana do spodu i góry płytki.
Ryc.2. Płytka drukowana wzmacniacza RF.
Konfiguracja wzmacniacza składa się z następujących kroków. Najpierw za pomocą rezystorów R1, R5, R9, R13 ustawia się prądy spoczynkowe tranzystorów wzmacniacza. Następnie, zmieniając wartość rezystora R4 w małych granicach, minimalizuje się współczynnik fali stojącej napięcia na wejściu wzmacniacza.
Stosunek fali stojącej napięcia na wyjściu wzmacniacza jest zminimalizowany poprzez zastosowanie rezystora R12. Zmieniając wartość rezystora R8, reguluje się szerokość pasma i wzmocnienie wzmacniacza.
W razie potrzeby można zwiększyć górną częstotliwość odcięcia wzmacniacza. Aby to zrobić, wymień tranzystory KT315G na tranzystory o wyższej częstotliwości. W tym przypadku dla obwodu pokazanego na ryc.
1, górna częstotliwość odcięcia będzie wynosić około 0,25 ... 0,3 ft, gdzie Ft jest częstotliwością odcięcia współczynnika przenoszenia prądu podstawowego tranzystora (L.5). Zastosowanie rozważanej konstrukcji obwodu pozwala na tworzenie wzmacniaczy o górnej częstotliwości odcięcia do 2 GHz (L.2). Konstruując je należy mieć na uwadze, że ogólne obwody sprzężenia zwrotnego, składające się z elementów C4, R4; C6, R8; C7, R12, powinny być jak najkrótsze.
Wynika to z konieczności wyeliminowania zbędnych opóźnień fazowych sygnału w tych obwodach. W przeciwnym razie odpowiedź amplitudowo-częstotliwościowa wzmacniacza w obszarze wysokich częstotliwości okazuje się wzrastać. Przy znacznym wydłużeniu tych obwodów możliwe jest samowzbudzenie wzmacniacza.
Titov A. Rk2005, 1.
Literatura:
- Titov AA Uproszczone obliczenia wzmacniacza szerokopasmowego. Inżynieria radiowa, 1979, nr 6, s. 88-90.
- Avdochenko B.I., Dyachko A.N. i in. Wzmacniacze ultraszerokopasmowe na tranzystorach bipolarnych. Sprzęt komunikacyjny. Ser. Sprzęt do pomiarów radiowych, 1985, Vyl. 3, s. 57-60.
- Abramov F.G., Volkov Yu.A. i inne Dopasowany wzmacniacz szerokopasmowy. Urządzenia i technika eksperymentalna. 1984. Nr 2, s. 111-112.
- Titov A.A., Iljuszczenko V.N. Wzmacniacz szerokopasmowy. Patent na wzór użytkowy nr 35491 Rus. agencje patentów i znaków towarowych. Publ. 10.01.2004 Bul. jeden.
- Petukhov V.M. Tranzystory i ich zagraniczne odpowiedniki: Podręcznik w 4 tomach.
Zaprojektowany do współpracy z transceiverem o zasięgu 2 metrów. Moc wyjściowa zależna od tranzystora wyjściowego: KT 904 - od 4 do 5 W, KT 907 - od 7 do 8 W, 2N3375 - od 7 do 10 W, 2N3632 - od 8 do 12 W. Przejście od odbioru do nadawania odbywa się za pomocą przełącznika VOX , wykonany na tranzystorach VT2 / VT3 (KT315). Codenser Cl - 0,5-2,2 pF, zapewnia niezawodną pracę przekaźnika Kl.Dławiki L6 - L8 wykonane są z drutu 0,4 mm, L6 / L7 -6 zwojów, L8 - 100 zwojów. Cewki wysokiej częstotliwości nawinięte są drutem srebrzonym 0,8 mm: L1 - 2 zwoje, rama - 8 mm, długość uzwojenia 11 mm; L2 / L3 - 4 zwoje, rama - 6,8 mm, długość uzwojenia 10 mm; L4 / L5 - 5 zwojów, rama - 5,2 mm, długość uzwojenia 12 mm. Impedancja wyjściowa stopnia wynosi 75 omów. Kondensator C4 zawiera od 33 do 180 pF. Elektronisches Jarbuch 1989, str. 190-191 ....
Dla schematu „GIR na tranzystorze polowym”
Sprzęt pomiarowy GIR w terenie Powszechnym instrumentem wśród radioamatorów jest heterodynowy wskaźnik rezonansu (GIR). Oprawy lampowe tego typu były niewygodne w obsłudze, ponieważ zawierały ciężki prostownik i wymagały podłączenia do zasilania sieciowego AC. Urządzenia tranzystorowe są dużo lżejsze, wygodniejsze w obsłudze, a co za tym idzie cieszą się zasłużonym sukcesem. Pojawienie się tranzystorów polowych umożliwiło stworzenie bardziej czułego GIR. Schemat najprostszego żyroskopu w terenie pokazano na ryc. 1. Wskaźnik wskazówkowy MT może mieć prąd pełnego odchylenia od 50 do 500 mka. Zastępcze cewki dla różnych zakresów fal można pobrać z przemysłowych obwodów radiowych tranzystorów. Obwody tyrystorowe ładowarki samochodowej z wyjściem transformatorowym 28 Dla cewek pracujących w zakresach do 5-6 MHz konieczne jest wykonanie średniej mocy. W wyższych zakresach częstotliwości środkowy pin nie jest wymagany. GIR jest kalibrowany względem znanego, działającego fabrycznego odbiornika radiowego Puc.1 W przypadku braku czułego czujnika zegarowego można to zrobić z mniej czułym, np. Ze skalą 0-5 ma. W takim przypadku dodaj wzmacniacz prąd stały włączony jeden tranzystor T2 (rys. 2). Czułość wskaźnika można regulować w szerokim zakresie potencjometrem R5. Puc.2 Zamiast tranzystora T1 można zastosować tranzystor polowy KP302 z dowolnym indeksem literowym: zamiast tranzystora G2 - MP37 lub MP38 z dowolnym indeksem literowym; dioda D1-D2A. Przy tej wymianie trzeba zmienić polaryzację baterii i diody D1 ...
Dla schematu „Wzmacniacz liniowy małej mocy przy częstotliwości 430 MHz”
Dla schematu „Wzmacniacz małej mocy klasy C przy częstotliwości 430 MHz”
Dla schematu „TRANSVERTER 14428 MHz”
Nadajniki radiowe, stacje radiowe TRANSWERTER 144/28 MHz Heterodyna transwertera ma trzy stopnie. Częstotliwość wyjściowa wynosi 116 MHz. Oscylator kwarcowy jest zamontowany tranzystor KP312A i działa na częstotliwości 58 MHz. Rezonatorem jest próżnia. Po tym następuje podwajacz częstotliwości i wzmacniacz heterodyna na tranzystorach takich jak KT368A, KT355, 2T311. Z lokalnego oscylatora sygnał trafia do mikserów toru odbiorczego i nadawczego. / Img / trsv1441.gif Mikser toru odbiorczego jest zamontowany na tranzystor KP350. UHF na częstotliwości 144 MHz - na tranzystorach takich jak KT399, KT368, KT939. Ścieżka nadawcza składa się z czterech etapów. Mikser push-pull z tranzystorami typ KP350 i trójstopniowy wzmacniacz moc - na tranzystorach takich jak KT939A (KT610A), KT904A, KT922 B (V). /img/trsv1442.gif Transwerter może być podłączony do dowolnego transceivera KB o zakresie 28 MHz i ciągłej regulacji mocy PODSTAWOWE WŁAŚCIWOŚCI TECHNICZNE: Moc wejściowa ................ nie więcej niż 100 mW Moc wyjściowa ............... nie mniej niż 10 W Współczynnik szumów ................ nie gorzej niż 1,5 dB (przy Z \u003d 50 Ω) obciążenie .......... 75 Ohm Napięcie zasilania .............. 24-28 V Pobór prądu w trybie. wcześniej ... nie więcej niż 3 A Procedura podłączania Podłącz złącze RX 28 MHz do wyjścia małej mocy (nie więcej niż 0,5 W) transceivera KB. Podłącz antenę 144 MHz z impedancją 50 omów do złącza wysokiej częstotliwości „Ant”. Podłączyć napięcie 24-28 V do pinu 3 złącza zasilania, pin 2 jest zasilany napięciem +24 ... 28 V w trybie transmisji, a pin 1 - 24 ... 28 V zasilania (masa). Kiedy napięcie zasilania jest podawane do transwertera, szum transceivera KB w trybie odbioru wzrasta. W trybie nadawania, ustaw pokrętło transceivera KB na miejscu.
W przypadku schematu „WZMACNIACZ KASKODU”
Dla projektantów radioamatorów CASCODE Wzmacniacz Cascode, którego obwód pokazano na rysunku, ma wysoką stabilność w szerokim zakresie temperatur. Stopień na tranzystorach V2, V3 tworzy najpowszechniejszy obwód kaskodowy - „wspólny emiter - wspólna baza”, zapewniający małą pojemność wejściową. Niską impedancję wyjściową całego wzmacniacza uzyskuje się poprzez włączenie wtórnika emitera na jego wyjściu tranzystor V4. Konwencjonalne schematy stabilizacji trybu pracy nie mają zastosowania do połączeń kaskodowych, ponieważ ze względu na wysokie wzmocnienie wewnętrzne niemożliwe jest zastosowanie głębokich ujemnych sprzężeń zwrotnych bez niebezpieczeństwa zakłócenia stabilnej pracy wzmacniacza. Wymagane odchylenie stopnia na tranzystorach V2 i V3 jest ustalane przez dzielnik napięcia utworzony przez elementy VI, R1 - R4. Ponieważ prąd dzielnika jest prądem kolektora tranzystora V1. wtedy każda zmiana reżimu temperaturowego wzmacniacza prowadzi do odpowiedniej zmiany polaryzacji bazy tranzystorów V2 i V3. Należy zauważyć, że V1 musi być tego samego typu co inne, aby zapewnić skuteczną stabilizację. Jeszcze lepiej jest, jeśli wszystkie cztery tranzystory są częścią zespołu tranzystora, wykonanego w jeden kryształ krzemu Wzmocnienie wzmacniacza jest równe stosunkowi rezystancji rezystorów R6 i R7 i wynosi około 10 przy maksymalnej amplitudzie napięcia wyjściowego 3 V i szerokości pasma 6 MHz. „Radio, fernsehen, elekfronik” (NRD). 1978, nr 9 Uwaga. We wzmacniaczu kaskodowym można zastosować zespoły tranzystorów 1MM6.0, KT365CA. K1HT291. K1NT591 ....
Do schematu „Szerokopasmowe wzmacniacze mocy na tranzystorach polowych”
Schemat „Regulator mocy na trzech częściach”
W ostatnim czasie prawdziwy renesans przeżywają rezystorowe i tranzystorowe regulatory mocy. Są najbardziej nieekonomiczne. Sprawność regulatora można zwiększyć w taki sam sposób jak regulatora poprzez włączenie diody (patrz rysunek). Daje to wygodniejszy limit regulacji (50-100%). Półprzewodniki można umieścić na radiatorze. Yu.I. Borodaty, obwód Iwano-Frankowski Literatura 1. Danilchuk A.A. Regulator moc do lutownicy / / Radioamator-Electric. -2000. -Adu9. -P.23. 2.Rishtun A Regulator szczelności na sześciu częściach // Radioamator-Electric. -2000. -Adu11. -S.15 ....
Dla diagramu „Prosty oscyloskop”
Technika pomiarowa Prosty oscyloskop Używając tranzystorów w tak zwanym trybie lawinowym (Radio nr 9, 1972), można wykonać prosty oscyloskop do obserwacji procesów niskiej częstotliwości w zakresie od 30 Hz do 20 kHz Oscyloskop jest wykonany tylko na trzech tranzystorach. Pierwsza kaskada - odchylenie pionowe na P26A - P26B. Drugi stopień to generator zamiatania na P416A, B. Trzeci stopień to generator przemiatania, w którym można zastosować tranzystory o napięciu Ukemach \u003d 70-100V (P26B) Rurka oscyloskopowa typu 5LO38 lub LO247.Rezystor R1 reguluje amplitudę napięcia wejściowego. Przełącznik S1 ustawia zgrubnie i płynnie częstotliwość przemiatania za pomocą potencjometru R10. Amplituda synchronizacji ustawiana jest potencjometrem R6. Przesunięcie w pionie i w poziomie ustawia się za pomocą odpowiednio potencjometrów R9 i R12. Jasność - R21, ogniskowanie - R22. Moc transformatora zasilającego to około 8 W. ...
Wzmacniacze mocy klasy A są rzadko używane. Zasadniczo są to wzmacniacze odbiorników radiowych HF o dużej przeciążalności. Praktyczny schemat takiego wzmacniacza pokazano na rys.1. Obwód wejściowy L1C1 i obwód wyjściowy L2C2 są zwykle zsynchronizowane i dostrojone do częstotliwości sygnału wejściowego.
Ryc.1. Tranzystor MIS klasy A.
Równoważna rezystancja Re obwodu wyjściowego Re \u003d P2p2 / (RL + Rn "), gdzie p \u003d Sqr (L2 / C2), Rn" to rezystancja obciążenia wprowadzana do obwodu oscylacyjnego; RL - aktywna odporność na straty; P2 to współczynnik przełączania obwodu. Wartość Rn "\u003d Rn / n22, gdzie n2 to współczynnik transformacji.
Współczynnik jakości obwodu wyjściowego po całkowitym włączeniu Q \u003d ReRi / (Re + Ri) 2pfoL2 zmniejsza się z powodu efektu bocznikującego rezystancji wyjściowej tranzystora Ri. W tranzystorach MOS dużej mocy Ri jest małe i zwykle nie przekracza kilkudziesięciu kiloomów. Dlatego, aby zwiększyć Q2, stosuje się niepełną aktywację obwodu.
Szerokość pasma obwodu wyjściowego wynosi 2Df2 \u003d fo2 / Q2, a częstotliwość rezonansowa fo2 \u003d l / 2pSqr (L2C2). W zakresie HF taki wzmacniacz może dostarczyć Ki nawet do kilkudziesięciu. Ważnym wskaźnikiem wzmacniacza jest poziom szumów. W pracach rozważane są właściwości szumowe potężnych tranzystorów MOS.
Rysunek 2 pokazuje praktyczny obwód PA na potężnym tranzystorze MOS KP901A. Ponieważ zadaniem nie było uzyskanie małego pasma częstotliwości L2C2, obwód jest podłączony bezpośrednio do obwodu drenu i jest bocznikowany przez obciążenie Rn \u003d 50 Ohm. W klasie A wzmacniacz miał Ku \u003d 5 (Ku \u003d SRn) i Kp\u003e 20 przy f \u003d 30 MHz. Po przejściu do trybu nieliniowego moc wyjściowa osiągnęła 10 W.
Ryc.2. Wzmacniacz mocy wysokiej częstotliwości na tranzystorze KP901A
Dwustopniowy PA (rys. 3) jest wykonany na tranzystorach KP902A i KP901A. Pierwszy stopień pracuje w klasie A, drugi w klasie B. Aby zapewnić klasę B wystarczy wyłączyć dzielnik z wartości bramki drugiego tranzystora. Wzmacniacz wykorzystuje szerokopasmowy obwód komunikacyjny między stopniami. Przy częstotliwości 30 MHz wzmacniacz zapewniał Pout \u003d 10 W przy Ki\u003e 15 i Kp\u003e 100.
Ryc.3. Dwustopniowy wzmacniacz oparty na mocnych tranzystorach MOS
Wzmacniacz wąskopasmowy na rys. 4 jest przeznaczony do pracy w zakresie częstotliwości 144 ... 146 MHz. Zapewnia zysk mocy 12 dB, poziom szumów 2,4 dB i poziom zniekształceń intermodulacyjnych nie większy niż 30 dB.
Ryc.4. Wąskopasmowy wzmacniacz mocy do pracy w zakresie 144 ... 146 MHz
Wzmacniacz rezonansowy oparty na mocnym tranzystorze MOS 2NS235B (rys. 5) o częstotliwości 700 MHz zapewnia Pout \u003d 17 W przy sprawności 40 ... 45%.
Ryc.5. Rezonansowy wzmacniacz mocy o częstotliwości roboczej 700 MHz
Wzmacniacz na rysunku 6 zawiera obwód eliminujący, który zmniejsza poziom odbioru sygnału zwrotnego do -50 dB. Przy 50 MHz wzmacniacz ma wzrost mocy o 18 dB, poziom hałasu o 2,4 dB i moc wyjściowa do 1 W.
Ryc.6. Niskoszumowy PA zneutralizowany
W opatentowanym obwodzie z fig. 7 (patent USA 3.919563) przy częstotliwości 70 MHz osiąga się rzeczywistą sprawność 90% przy mocy wyjściowej 5 W przy częstotliwości 70 MHz. Współczynnik jakości obwodu wyjściowego wynosi 3.
Postać: 7. Wzmacniacz klucza moc o sprawności 90%.
Rysunek 8 pokazuje schemat trzystopniowego PA opartego na domowych potężnych tranzystorach MOS KP905B, KP907B i KP909B.
Ryc.8. Trójstopniowy rezonansowy PA o zakresie 300 MHz
Wzmacniacz dostarcza 30 watów mocy przy 300 MHz. Pierwsze dwa stopnie wykorzystują rezonansowe obwody dopasowujące w kształcie litery U, a stopień wyjściowy wykorzystuje obwód w kształcie litery L na wejściu i obwód w kształcie litery U na wyjściu. Zależności sprawności i Pout od Uc i Pout i Kp na Pin, uzyskane doświadczalnie i obliczeniowo, przedstawiono na rys.9.
Ryc.9. Zależności parametrów końcowego etapu trójstopniowej PA
od napięcia zasilania (a) i mocy wejściowej (b):
W przypadku zastosowania PA w nadajnikach radiowych AM (z modulacją amplitudy) pojawiają się trudności związane z zapewnieniem liniowości charakterystyki modulacji, czyli zależność Pouta od amplitudy sygnału wejściowego. Nasilają się, gdy używa się silnie nieliniowych trybów pracy, takich jak klasa C. Rysunek 10 przedstawia schemat nadajnika radiowego HF z modulacją amplitudy. Moc nadajnika 10,8 W przy zastosowaniu mocnego tranzystora UMDP VMP4. Modulacja jest realizowana poprzez zmianę napięcia polaryzacji bramki.
Ryc.10. Obwód nadajnika radiowego HF z modulacją amplitudy
Aby zredukować nieliniowość charakterystyki modulacji (krzywa 1 na rys. 11), przetwornik wykorzystuje sprzężenie zwrotne obwiedni. W tym celu napięcie wyjściowe AM jest prostowane, a wynikowy sygnał niskiej częstotliwości jest używany do tworzenia sprzężenia zwrotnego. Odpowiedź modulacji 2 na fig. 10 ilustruje znaczną poprawę liniowości.
Ryc.11. Charakterystyka modulacji nadajnika radiowego przy braku (1) i przy obecności (2) linearyzacji
Rysunek 12 przedstawia schematyczny diagram klucza PA o znamionowej mocy wyjściowej 10 W i częstotliwości roboczej 2,7 MHz. Wzmacniacz wykonany jest na tranzystorach KP902, KP904. Sprawność wzmacniacza przy znamionowej mocy wyjściowej 72%, zysk mocy to około 33 dB. Wzmacniacz jest zasilany z elementu logicznego K133LB, napięcie zasilania wynosi 27 V, współczynnik szczytu napięcia drenu stopnia wyjściowego wynosi 2,9. Przy odpowiedniej przebudowie układów komunikacyjnych wzmacniacz o zadanych parametrach pracował w zakresie 1,6 ... 8,1 MHz.
Ryc.12. Klucz PA o mocy znamionowej 10 W.
Aby zapewnić określoną moc na więcej wysokie częstotliwości konieczne jest zwiększenie mocy patogenu.
Strukturalnie oba PA zostały zmontowane na płytkach drukowanych przy użyciu standardowych radiatorów 100x150x20 mm, co wyjaśniono standardowymi wymiarami zespołu PA w nadajnikach radiowych. Dławiki w obwodach komunikacyjnych są cylindryczne na prętach ferrytowych marki VCh-30 o średnicy 16. Współczynnik jakości cewek wynosi Q \u003d 150.
Standardowe dławiki o indukcyjności 600 μH zastosowano jako dławiki blokujące w obwodach zasilania drenów tranzystorów wzmacniacza o mocy 1 W oraz stopnia wstępnego wzmacniacza 10-watowego. Dławik mocy w obwodzie drenującym tranzystora KP904 znajduje się na pierścieniu ferrytowym, jego indukcyjność wynosi 100 MkH.
Rysunek 13 przedstawia schematyczny diagram klucza PA o nominalnej mocy wyjściowej Pout \u003d 100 W, przeznaczonego do stosowania w nienadzorowanych nadajnikach radiowych HF. Wzmacniacz zawiera stopień przedwzmacniacza, odwrócony na dwóch tranzystorach KP907. Na wejściu VT1 jest włączony pasujący obwód w kształcie litery U C1L1C2C3.
Ryc.13. Klucz PA o znamionowej mocy wyjściowej 100 W.
Ostatni stopień składa się z sześciu tranzystorów KP904A. Tę liczbę tranzystorów wybrano ze względu na wydajność. Zamiast tranzystorów KP904B można też włączyć sześć tranzystorów KP909 lub trzy mocniejsze tranzystory KP913. Optymalny tryb klucza obwodu drenu zapewnia obwód kształtujący zawierający elementy C14, C15, C16, L7.
Wzmacniacz ma ogólną sprawność 62%. W tym przypadku sprawność elektroniczna stopnia wyjściowego wynosi około 70%. Obwód mostkowy do włączania tranzystorów stopnia wstępnego służy do utrzymania sprawności wzmacniacza (choć przy pogorszonych parametrach) w przypadku awarii tranzystora wyjściowego. Z tym samym celem w początkach potężne tranzystory w zestawie poszczególne bezpieczniki, których celem jest odłączenie uszkodzonego tranzystora. Jeżeli w wyniku jego awarii w linii tranzystorów wystąpi stan bliski zwarciu, to wzmacniacz nie działa.
Równoległe połączenie potężnego MDP PT nie stwarza dodatkowych trudności w obliczaniu i dostosowywaniu PA. Spadek sprawności wzmacniacza w porównaniu z podobnie skonstruowanym wzmacniaczem (patrz rys. 12) wynika głównie z zastosowania tranzystorów pod względem mocy we wzmacniaczu o mocy 100 W. Wraz ze spadkiem poziomu mocy wyjściowej do 50 W sprawność wzmacniacza wzrasta do 85%, a sprawność elektroniki do 90%. Wartości parametrów elementów pokazanych na rys. 13 odpowiadają częstotliwości 2,9 MHz.
Współczynnik szczytu napięcia na drenach tranzystorów KP904 wynosi 2,8, a same tranzystory działają w trybie bliskim optymalnemu. Współczynnik szczytowy napięcia drenu na stopniach tranzystorów KP907 wynosi P \u003d 2,1. Tranzystor działa w trybie kluczowym, jednak tryb optymalny nie jest zapewniony, ponieważ optymalny tryb klucza dla tych tranzystorów przy Uc \u003d 27 V i kącie odcięcia φ \u003d 90 ° byłby niebezpieczny ze względu na znaczny współczynnik szczytowy, przy którym napięcie spustu może przekroczyć maksimum dopuszczalne napięcie równe 60 V dla tranzystora KP907.
Rysunek 14, a przedstawia eksperymentalne i obliczone krzywe ilustrujące zależności sprawności, Pout i he od kąta odcięcia prądu drenu. Rysunek pokazuje dobre przybliżenie obliczonych danych do danych eksperymentalnych. Należy zauważyć, że zakres możliwych wartości kątów odcięcia jest dość wąski. Wzrostowi kątów odcięcia zapobiega gwałtowny wzrost współczynnika szczytowego napięcia na drenach, a spadkiem jest wzrost wymaganego napięcia wzbudzenia, które wraz z napięciem polaryzacji Uz zaczyna przekraczać dodatek Uzi. Oczywiście wraz ze spadkiem poziomu Pw rozszerza się zakres możliwych zmian kątów odcięcia prądu drenu.
Ryc.14. Zależności mocy wyjściowej i sprawności od kąta odcięcia 0 (a)
i od temperatury otoczenia (b):
--- eksperyment; - - - Zapłata
Wzmacniacz wykonany jest na płytce drukowanej. Jako radiator zastosowano radiator o wymiarach 130X130X50 mm. W obwodach zasilania tranzystorów KP907 zastosowano standardowe dławiki DM-01 o indukcyjności 280 μH. Dodatkowe dławiki mostkowe nawinięte są na pierścienie ferrytowe VK-30 o średnicy \u003d 26. Dławik w obwodzie zasilania stopnia wyjściowego nawinięty jest na pierścień ferrytowy HF-30 o średnicy 30. Cewka indukcyjna w obwodzie komunikacyjnym stopnia wyjściowego z obciążeniem to powietrze, nawinięte posrebrzanym drutem o średnicy \u003d 2,5, średnicy pętli 30 mm, L \u003d 80 nH.
Zależności temperaturowe mocy wyjściowej PBout i sprawności klawisza PA o mocy wyjściowej 100 W przedstawiono na rys. 14, b. Biorąc pod uwagę podane zależności, widać, że w zakresie -60 ... + 60 ° С moc wejściowa PA zmienia się nie więcej niż ± 10%. Temperatura ma również nieznaczny wpływ na sprawność, która zmienia się o ± 5% w podanym zakresie. W tym przypadku spadek mocy wyjściowej i sprawności obserwuje się wraz ze wzrostem temperatury, związany ze spadkiem nachylenia 5 wraz ze wzrostem temperatury. W zwykłym zakresie temperatur -60 ... + 60 ° C zmiana w he i Pout jest nieznaczna i jest to osiągane bez specjalnych środków stabilizacji termicznej PA. Ta ostatnia to także zaleta potężnych tranzystorów MOS.
Literatura:
- Obwody urządzeń na potężnych tranzystory polowe... Informator. Pod redakcją V.P. Dyakonov.
Jak wiadomo, z trzech głównych obwodów przełączających tranzystorów, obwód ze wspólnym emiterem (OE) ma największy przyrost mocy (rysunek 1.1a).
Rysunek 1.1 - Kaskada ze wspólnym emiterem:
a - schemat ideowy, b - model RF, c - obwód z korekcją indukcyjną
Jednak ten schemat ma również najgorsze właściwości częstotliwości. Wynika to z efektu Millera, związanego z pojemnością między kolektorem a bazą tranzystora C SV, dzięki czemu obwód z OE zachowuje się przy wysokich częstotliwościach jak ogniwo całkujące. W tym przypadku źródło sygnału okazuje się być ładowane na obwód RC o równoważnej stałej czasowej τ, co zgodnie z uproszczonym modelem RF wspólnego stopnia emitera pokazanego na rys. 1.1b, określa wyrażenie
τ \u003d (1 + K V) C CB (R S || r B), (1.1)
gdzie K V jest współczynnikiem wzmocnienia stopnia przy średnich częstotliwościach, R S jest wewnętrzną rezystancją źródła sygnału, r B jest rezystancją podstawy tranzystora.
Najprostszym sposobem jest rozszerzenie pasma stopnia za pomocą OE poprzez połączenie szeregowo z obciążeniem kolektora indukcyjności kilku mikrohenriów (rys. 1.1c), co skoryguje zanik wzmocnienia przy wysokich częstotliwościach. Tak budowane są układy scalone wzmacniacze szerokopasmowe ERA-xSM firmy Mini-Circuits ze wzmocnieniem do 20 dB w paśmie O ... 8GTz oraz TSH690 firmy ST Microelectronics ze wzmocnieniem 20 dB w paśmie 40 ... 900 MHz.
Schemat ideowy wzmacniacza ERA-3SM oraz typowy schemat jego podłączenia przedstawiono na rys. 1.2.
Rysunek 1.2 - Wzmacniacz ERA-3SM.
a - schemat ideowy, b - typowy schemat połączeń
Układ scalony jest wykonany na bazie arsenku galu i umieszczony w miniaturowym opakowaniu o średnicy około 2,2 mm i wysokości 1,5 mm z czterema paskami.
W obwodzie z OB efekt Millera jest nieobecny, ale ze względu na małą wejściową i wysoką wyjściową rezystancję stopnia, wzmocnienie mocy jest tutaj możliwe tylko przy pracy ze źródłem sygnału o niskiej impedancji i obciążeniu o wysokiej impedancji, co nie zawsze jest możliwe do zrealizowania w praktyce. Stopień OK (wtórnik emitera) również zapewnia szerokie pasmo, ale nie wzmacnia sygnału napięciowego. Z tych powodów do budowy wzmacniaczy szerokopasmowych często stosuje się bardziej złożone układy przełączające tranzystorów kompozytowych, pokazane na rys. 1.3 (nie pokazano łańcuchów odchylenia).
Rysunek 1.3 - Schematy kaskad wysokiej częstotliwości włączone
tranzystory kompozytowe
Pierwszy z nich, obwód OB-OK (rys. 1.3a) ma małą rezystancję wejściową (kaskada z OB) i niską wyjściową (kaskada z OK) i może służyć do budowy wzmacniaczy magistralnych (sterowników liniowych) dla przewodowych linii komunikacyjnych o charakterystycznej impedancji 50 Ohm, a także w odbiornikach sygnałów ultradźwiękowych. Obciążenie o wysokiej rezystancji wymagane do wzmocnienia sygnału napięciowego na stopniu wejściowym za pomocą OB (VT 1) jest zapewniane przez podłączenie wtórnika nadajnika (VT 2) o dużej rezystancji wejściowej do jego wyjścia.
W obwodzie OE-OB (ryc. 1.3b) efekt Millera jest praktycznie eliminowany poprzez ustalenie potencjałów kolektora tranzystora VT 1 i podstawy tranzystora VT 2. Zgodnie z tym schematem budowane są jednostopniowe wzmacniacze różnicowe: LM6361 o K V \u003d 3000, f T \u003d 50 MHz i szybkości narastania 300 V / μs oraz THS4001 (K V \u003d 10000, f T \u003d 270 MHz i 400 V / μs).
Obwód OK-OB (rys. 1.3c) jest szeroko stosowany w stopniach wejściowych wzmacniacza operacyjnego. Tutaj efekt Millera jest również eliminowany przez ustalenie potencjałów kolektora tranzystora VT 1 i podstawy tranzystora VT 2.
W obwodzie OK-OE (rys. 1.3d) niska rezystancja wyjściowa wtórnika emitera na tranzystorze VT 1 może znacznie zmniejszyć stałą czasową łącza sprzężenia zwrotnego stopień wzmacniacza z OE na tranzystorze VT 2, a więc, jak wynika z (1.1), zwiększyć częstotliwość odcięcia wzmacniacza. Ten obwód jest często używany w stopniach wzmacniania napięcia wzmacniacza operacyjnego.
9. Zastosowanie wzmacniaczy operacyjnych do wzmacniania sygnałów RF.
Wraz z pojawieniem się wzmacniaczy operacyjnych o jednostkowej częstotliwości wzmocnienia większej niż 300 MHz, programiści mają możliwość wykorzystania tych zintegrowanych urządzeń do wzmacniania i konwersji sygnałów RF. Wzmacniacze operacyjne tej klasy, według szeregu kryteriów, mają pewne zalety w stosunku do konwencjonalnych wzmacniaczy RF, co wyraźnie widać po porównaniu ich właściwości przedstawionych w tabeli 2.1.
Tabela 2.1 - Porównanie parametrów wzmacniacza RF i szerokopasmowego wzmacniacza operacyjnego
Kontynuacja tabeli 2.1
| Stosunek fali stojącej napięcia wejściowego / wyjściowego | Wartość typowa 1,5 | Może być znacznie lepiej dostrojony do określonej częstotliwości niż wzmacniacz RF |
| Oddzielenie między wejściem a wyjściem | 20 ... 30 dB jest uważane za dobry wskaźnik. Słabo zależne od częstotliwości | Możliwa jest znacznie wyższa rozdzielczość. Rozkłada się przy wysokich częstotliwościach. Wyższe z połączeniem nieodwracającym niż z odwracaniem |
| Współczynnik szumów | Może być bardzo niska. Typowe wartości 2 ... 5 dB | Zależy od zysku. Gdy duże zyski lepiej, ale nie mniej niż 12 dB dla typowych wzmacniaczy operacyjnych. Obwody można zredukować do<5 дБ |
| Współczynnik tłumienia zniekształceń intermodulacyjnych w dwóch tonach | Średnie poziomy. Niewiele zależy od częstotliwości | Bardzo dobre tłumienie przy stabilizowanym karmieniu. Pogarsza się znacznie wraz ze wzrostem częstotliwości. Zniekształcenia można znacznie zmniejszyć przy niskich częstotliwościach |
| Zniekształcenie amplitudy | Niski poziom przy zasilaniu ze stabilnych źródeł napięcia. Słabo zależne od częstotliwości | Dla takiej samej mocy wyjściowej jak wzmacniacze RF wymagane są duże zakresy napięcia zasilania. Zwiększyć szybko wraz ze wzrostem częstotliwości ze względu na ograniczoną szybkość narastania napięcia wyjściowego |
| Prąd zasilania | Zwykle jedzenie jednobiegunowe. Duże prądy spoczynkowe | Zazwyczaj karmienie dwubiegunowe, jednak karmienie jednobiegunowe jest prawie zawsze możliwe. Stosunkowo małe prądy spoczynkowe |
Typowe obwody włączania wzmacniacza operacyjnego jako wzmacniaczy RF pokazano na ryc. 2.1.
Rysunek 2.1 - Typowe obwody do włączania wzmacniacza operacyjnego jako wzmacniaczy HF: a - nieodwracający, b- odwracający
Przełączanie nieodwracające (rys. 2.1a) różni się od standardowego obecnością rezystorów R С i R OUT na wejściu i wyjściu wzmacniacza. Rezystory te dopasowują wejście i wyjście wzmacniacza do standardowego kabla koncentrycznego 50 omów. Ponieważ impedancja wyjściowa wzmacniacza operacyjnego rośnie wraz ze wzrostem częstotliwości, kondensator kompensacyjny C K o pojemności 5 ... 20 pF należy podłączyć równolegle do R OUT. Ten środek pozwala rozszerzyć zakres częstotliwości o 30 ... 40% do setek megaherców przy dopuszczalnym VSWR.
Na rys. 2.1b przedstawia schemat odwracającego połączenia wzmacniacza operacyjnego. Ponieważ impedancja wejściowa obwodu musi być dopasowana do źródła sygnału, R C || R 1 \u003d 50 Ohm
Jeżeli pasmo częstotliwości wzmacnianych sygnałów nie zaczyna się od zera, to można zastosować jednobiegunowe obwody zasilające (rys. 2.2). 
Rysunek 2.2 - Obwody wzmacniacza HF we wzmacniaczu operacyjnym z zasilaniem jednobiegunowym:
a - nieodwracające, b - odwracające
Tutaj dopasowującą rezystancję wejściową R С obwodu nieodwracającego (ryc. 2.2a) należy obliczyć z warunku R C || (R / 2) \u003d 50 Ohm, a odwrotną (ryc. 2.2b) - z warunku R C || R 1 \u003d 50 Ohm.
10. Szerokopasmowe wzmacniacze operacyjne z prądowym sprzężeniem zwrotnym.
Jak pokazano w Tabeli 2.1, szybkie wzmacniacze operacyjne są gorsze od konwencjonalnych wzmacniaczy HF pod względem zniekształceń amplitudy. Wynika to ze stosunkowo niskich wartości granicznej szybkości narastania napięcia wyjściowego wzmacniacza operacyjnego, co wynika z powolnego ładowania wewnętrznych pojemności wzmacniacza przy niskich prądach stopni wejściowych. W ostatnich latach wiele firm oferowało wzmacniacze operacyjne z wejściem sprzężenia zwrotnego prądowego (o niskiej impedancji), tak zwane wzmacniacze operacyjne z prądowym sprzężeniem zwrotnym (wzmacniacze OCT), które zapewniają wyjątkowo wysokie szybkości narastania. Główną różnicą między tymi wzmacniaczami a konwencjonalnymi wzmacniaczami operacyjnymi z wejściami o wysokiej impedancji jest które można nazwać wzmacniaczami ze sprzężeniem zwrotnym napięcia (wzmacniacze OSN), składa się z obwodów stopnia wejściowego. Na rys. 3.1 przedstawia uproszczone typowe obwody stopni wejściowych wzmacniaczy OSN (a) i OST (b).
Rysunek 3.1 - Schematy etapów wejściowych:
a - wzmacniacz OSN, b - wzmacniacz OST
Jest dość oczywiste, że wzmacniacze OSN mają lepszą charakterystykę dokładności niż wzmacniacze OST, ponieważ charakteryzują się:
§ niskie napięcie wejściowe;
§ spójna wielkość i bardzo małe prądy wejściowe;
§ wysoka wartość współczynnika tłumienia niestabilności zasilania K PP;
§ wysoki współczynnik tłumienia sygnału wspólnego (CMRR).
Charakterystycznymi cechami stopnia wejściowego wzmacniacza OST są jego następujące parametry:
Niezerowe przesunięcie napięcia wejściowego;
Niespójne prądy wejściowe;
Znacząca różnica między impedancjami wejściowymi wejść odwracających i nieodwracających.
Stopień wejściowy typowego wzmacniacza OST to dwubiegunowy popychacz-popychacz, którego każde ramię zbudowane jest na parze uzupełniających się tranzystorów połączonych według schematu OK - OK. Aby napięcie polaryzacji na wyjściu stopnia było zerowe, konieczne jest, aby napięcie bazowo-emiterowe tranzystorów n-p-n i p-n-p było równe. Ponieważ tranzystory o różnych typach przewodnictwa są tworzone na różnych etapach produkcji układów scalonych, takie dopasowanie jest trudne do zapewnienia. Prądy wejściowe na wejściach n- i p- we wzmacniaczu OST są zasadniczo różne. Podczas gdy prąd wejściowy wejścia nieodwracającego (wejście p) jest równy różnicy między prądami bazowymi, prąd wejściowy wejścia odwracającego (wejście n) jest różnicą między prądami emitera, które są dziesiątki razy większe niż prądy bazowe. W konsekwencji, jeśli charakterystyka tranzystorów komplementarnych nie jest dokładnie dopasowana, prąd wejściowy wejścia n może znacznie przekroczyć prąd wejściowy wejścia p. Na przykład w AD813 (3-kanałowy wzmacniacz wideo OST RGB) typowe prądy wejściowe wynoszą 0,5 μA dla wejścia p i 5 μA dla wejścia n. Aby wyrównać wejściowe prądy spoczynkowe w wielu modelach wzmacniaczy OCT, podstawa tranzystorów z wejściem p jest podłączona do ich kolektorów (rysunek 3.2).
Rysunek 3.2 - Uproszczony obwód wzmacniacza OST
Ułatwia również dopasowanie tranzystorów w celu zmniejszenia napięcia polaryzacji. Przy takim schemacie przełączania wejściowe prądy spoczynkowe na przykład wzmacniacza operacyjnego typu THS3001 są dość bliskie i wynoszą 1 i 2 μA. Jednocześnie dynamiczne impedancje wejściowe tego wzmacniacza są równe: 1,5 MΩ na wejściu p i 15 Ω na wejściu n.
Jedną z głównych zalet wzmacniaczy OCT jest to, że wymagają mniej stopni wzmocnienia napięcia niż wzmacniacze OST. Często wzmacniacz operacyjny OCT składa się tylko z wejściowego bufora wtórnego, jednego stopnia wzmocnienia napięcia i wyjściowego bufora wtórnego. Mniejsza liczba stopni wzmocnienia napięcia oznacza mniejsze opóźnienie fazowe w otwartej pętli. Podstawową konstrukcją OCT jest jednostopniowy wzmacniacz napięcia (patrz rys. 3.2). Jedynym węzłem o wysokiej impedancji w obwodzie jest punkt połączenia dla wejścia bufora wyjściowego. W przeciwieństwie do wzmacniaczy OST, wzmacniacze z OCH wymagają dwóch lub nawet więcej stopni wzmocnienia napięcia. Zwiększa to kolejność układu i pogarsza jego stabilność, dla czego często konieczne jest zmniejszenie szerokości pasma wzmacniacza.
Zniekształcenie sygnału we wzmacniaczach operacyjnych ze względu na nieliniowość odpowiedzi przejściowej i maksymalną szybkość narastania napięcia wyjściowego. Ze względu na dużą symetrię obwodu stopnia wejściowego, wzmacniacze OCT mają bardzo niską nieliniowość odpowiedzi przejściowej. Wzmacniacze OST charakteryzują się również wyższą szybkością narastania napięcia wyjściowego. Rysunek 3.2 pokazuje, że szybkość narastania zależy od prądów, którymi tranzystory VT 3 i VT 4 mogą ładować kondensatory korekcyjne C K. W przeciwieństwie do wzmacniaczy OCH, ten prąd nie jest ograniczony do żadnej stałej wartości. W pierwszym przybliżeniu można nawet założyć, że we wzmacniaczu OCT nie ma ograniczenia szybkości narastania. Na przykład we wspomnianym THS3001 szybkość narastania napięcia wyjściowego sięga 6500 V / μs. Niektóre wzmacniacze OCH, na przykład LM7171, mają stopień wejściowy OST, ale sygnał jest podawany na wejście odwracające przez wzmacniacz buforowy. Rozszerza to możliwe schematy budowy obwodów sprzężenia zwrotnego takich wzmacniaczy przy zachowaniu wysokich charakterystyk dynamicznych.
Rozważ charakterystykę wzmacniacza OCT w różnych opcjach przełączania (rys. 3.3).
Rysunek 3.3 - Obwody wzmacniacza OST
a - połączenie nieodwracające, b - obwód zastępczy przewodnictwa transferowego wzmacniacza OCT, c - obwód zastępczy wzmacniacza nieodwracającego OCT dla małego sygnału
Rysunek 3.3c przedstawia równoważny obwód małosygnałowy takiego wzmacniacza w połączeniu nieodwracającym. Załóżmy, że charakterystyka wejściowa wzmacniacza jest idealna. Dla wzmacniacza OCT oznacza to R IN _ NEINV \u003d, R IN _ INV \u003d 0, V OFF. Znajdźmy transmitancję tego obwodu, dla którego równania są ważne:
,…………… ….. (3.1)
, (3.2)
gdzie Z (s) - impedancja transferu - główny parametr wzmocnienia
Wzmacniacz OST.
Dla prądu stałego typowe wartości impedancji transferowej wzmacniaczy OCT wahają się od setek kΩ do setek MΩ. Podstawiając (3.2) do (3.1), po przekształceniach otrzymujemy:
. (3.3)
Oznaczamy
(R 1 + R 2) / R 1 \u003d K. (3,4)
Impedancja przenoszenia jest symulowana przez obwód zastępczy na rys. 3.3b, gdzie C K jest pojemnością kondensatora korekcyjnego przy pełnej korekcji częstotliwości wzmacniacza. Następnie
, (3.5)
co odpowiada rzeczywistej charakterystyce częstotliwości wzmacniacza OCT. Podstawiając (3.4) i (3.5) do (3.3) i biorąc pod uwagę, że gR 2<<1, окончательно получим:
Wyrażenie (3.6) pozwala nam zrobić ważny wniosek:
Szerokość pasma i wzmocnienie wzmacniacza OCT można ustawić niezależnie od siebie.
Rzeczywiście, podczas regulacji wzmocnienia poprzez zmianę rezystancji rezystora R 1, górnej częstotliwości odcięcia 
nie zmienia.
Aby odwrócić włączenie w podobny sposób, możesz uzyskać:
a to oznacza możliwość niezależnej regulacji wzmocnienia i szerokości pasma wzmacniacza OCT nawet przy włączaniu odwracania.
Należy zauważyć, że w odwracającym obwodzie wzmacniacza OCH możliwe jest również niezależne dostosowanie szerokości pasma i wzmocnienia poprzez podłączenie dodatkowego rezystora między wejściem odwracającym (wirtualne zero) a masą. W takim przypadku wzmocnienie sygnału wejściowego nie ulegnie zmianie, a szerokość pasma zostanie zawężona ze względu na zmniejszenie wzmocnienia pętli sprzężenia zwrotnego.
Podsumowując powyższe, możemy wskazać następujące zalety wzmacniaczy każdego typu:
Wzmacniacze OCH
· Niższy poziom hałasu.
· Lepsza konwersja sygnałów DC.
· Większa swoboda wyboru obwodów sprzężenia zwrotnego.
Wzmacniacze OST
· Wysokie szybkości narastania.
· Mniejsze zniekształcenia.
· Możliwość niezależnej regulacji wzmocnienia i szerokości pasma zarówno w połączeniach odwracających, jak i nieodwracających.
Analiza stabilności wzmacniaczy OCT. Na pierwszy rzut oka na funkcje transferowe wzmacniacza OCT (3.6), (3.7) może się wydawać, że ponieważ są one pierwszego rzędu, zapewniona jest stabilność dla każdego rezystancyjnego sprzężenia zwrotnego. W rzeczywistości tak nie jest. Chociaż stopnie buforowe wejściowe i wyjściowe nie wzmacniają ani nie tłumią sygnałów napięciowych, przy bardzo wysokich częstotliwościach powodują zauważalne ujemne przesunięcia fazowe, które zmniejszają marginesy stabilności. Typowe LAFC i LPFC wzmacniacza OCT pokazano na rys. 3.4.
Rysunek 3.4 - Typowy wzmacniacz LFC OST
Aby przeanalizować stabilność, używamy udoskonalonego obwodu zastępczego pokazanego na ryc. 3.5.
Rysunek 3.5 - Udoskonalony obwód zastępczy
Na potrzeby tego schematu możesz napisać następujący układ równań:
I IN \u003d Ja 1 - Ja 2, (3,8)
, (3.9)
(3.11)
Przekształcając ten układ, znajdujemy funkcję przenoszenia wzmacniacza objętą sprzężeniem zwrotnym
. (3.12)
Oto wzmocnienie obwodu. Typowe wartości R IN dla wzmacniaczy OST mieszczą się w zakresie 8 ... 500 Ohm, a R OUT - 5 ... 25 Ohm.
Ilość
(3.13)
jest funkcją przenoszenia otwartej pętli sprzężenia zwrotnego i jej mianownikiem, który oznaczymy R T,
(3.14)
jest wzmocnieniem statycznym, a zatem jest analogiczne do współczynnika 1 / β stosowanego do analizy stabilności wzmacniaczy OCH. Jak widać z wyrażeń (3.3) - (3.6), wartość RT określa szerokość pasma wzmacniacza.
Charakterystyka częstotliwościowa pokazuje, że obwód ma wystarczającą stabilność fazową (\u003e 60 °) przy szerokości pasma 450 MHz.
4. Wzmacniacze linii różnicowych.
Linie przesyłowe sygnałów o wysokiej częstotliwości różnią się znacznie od linii komunikacyjnych stosowanych w urządzeniach o niskiej częstotliwości. Różnice te wynikają z współmierności długości linii wysokich częstotliwości do długości fali przesyłanych sygnałów, a także z konieczności zabezpieczenia się przed zakłóceniami w bardzo szerokim paśmie częstotliwości. Urządzenia o niskiej częstotliwości zazwyczaj starają się utrzymać najniższą impedancję wyjściową źródeł sygnału i najwyższą impedancję wejściową odbiorników. Zapewnia to maksymalne wzmocnienie napięcia sygnału. W przypadku transmisji sygnałów o częstotliwości radiowej wymóg jest zupełnie inny: całkowita impedancja wejściowa i wyjściowa źródeł sygnału i odbiorników musi być równa impedancji charakterystycznej linii komunikacyjnej lub, jak mówią, linia musi być dopasowana na obu końcach. Tylko w tym stanie nie ma odbić sygnałów z końców linii, dzięki czemu zapewniona jest transmisja maksymalnej mocy sygnału w kierunku od źródła do odbiornika.
Kable koncentryczne i ekranowane lub nieekranowane skręcone pary przewodów są powszechnie stosowane jako linie transmisyjne sygnałów o wysokiej częstotliwości. Kable koncentryczne z niezrównoważonymi połączeniami nadajnika i odbiornika to niesymetryczny system komunikacji, w którym szum w trybie wspólnym ma różny wpływ na ekran i przewód środkowy, co zmniejsza odporność na zakłócenia transmisji. Znacznie wyższą odporność na zakłócenia w transmisji sygnału można uzyskać za pomocą systemów komunikacji różnicowej, które tworzą parę napięć przeciwfazowych + v C (t) i -v C (t) z oryginalnego sygnału single-ended v C (t) i transmitują je przez skręconą parę przewodów symetryczny względem „podłoża”. Na końcu linii są odbierane przez odbiornik różnicowy, który w razie potrzeby przetwarza sygnał zbalansowany na sygnał niesymetryczny.
Zatem wyposażenie różnicowej linii komunikacyjnej w ogólnym przypadku obejmuje, oprócz samych linii w postaci skręconych par, nadajników różnicowych lub sterowników linii (DL), wzmacniacze magistralne (pośrednie) (MU) (kompensujące tłumienie sygnału w linii) i odbiorniki różnicowe (DP) (rys. 4.1). 
Rysunek 4.1 - Różnicowa linia komunikacyjna
Najprostszy schemat sterownik linii różnicowej pokazano na ryc. 4.2.
Rysunek 4.2 - Schemat najprostszego sterownika linii różnicowej
Tutaj wzmacniacze są skonfigurowane jako repeatery nieodwracające (U 1) i odwracające (U 2). Rezystor podłączony między wejściami U 1 zapewnia takie samo wzmocnienie pętli wzmacniaczy U 1 i U 2, równe dwóm, co jest pożądane z punktu widzenia równości marginesów stabilności wzmacniaczy i charakterystyki procesów przejściowych. Amplituda wyjściowego napięcia różnicowego jest dwukrotnie większa niż amplituda wejściowego sygnału niesymetrycznego. Wadą tego obwodu jest niska impedancja wejściowa. National Semiconductor produkuje dwukanałowy wzmacniacz buforowy CLC5612 z wbudowanymi rezystorami sprzężenia zwrotnego 1 kΩ, na bazie którego obwód przedstawiony na rysunku 4.2 można zbudować praktycznie bez dodatkowych elementów zewnętrznych. Pozostałe dwa typy konwerterów sygnału różnicowego single-ended na zbalansowane mają wysokie impedancje wejściowe. Pierwszy z nich pokazano na ryc. 4.3.
Rysunek 4.3 - Sterownik liniowy o wysokiej impedancji wejściowej
Sygnał wejściowy podawany jest na nieodwracające wejście wzmacniacza U 1, natomiast to samo wejście U 2 jest podłączone do punktu wspólnego obwodu. Zatem wejście odwracające Y2 jest wirtualną masą. Dlatego przy parametrach wskazanych na schemacie U 1 wzmacnia sygnał wejściowy pięciokrotnie bez odwracania - (1 + R 1 / R K). Sygnały na wejściach wzmacniacza Y 1 są równe, więc napięcie na górnym zacisku rezystora R K jest równe V IN. Dlatego wzmacniacz U 2 wzmacnia napięcie wejściowe pięciokrotnie z inwersją (-R 2 / R K). W ten sposób napięcia na wyjściach U 1 i U 2 zmieniają się w przeciwnych kierunkach z tą samą amplitudą i tworzą symetryczny sygnał różnicowy.
Obwód ten może pracować z różnymi wzmocnieniami przy odpowiednim doborze wartości rezystorów. Aby jednak zmienić wzmocnienie obwodu, należy zmienić w nim rezystancje dwóch rezystorów. Ponadto wzmocnienia pętli w tym obwodzie są różne, a jeśli tak, to szerokości pasma wzmacniaczy (nawet jeśli te ostatnie są takie same) nie będą dopasowane.
Drugi obwód, który nie ma żadnych wad związanych z poprzednim obwodem, można wykonać na dwukanałowym wzmacniaczu OCT (ryc.4.4).
Rysunek 4.4 - Ulepszony obwód sterownika linii różnicowej
Obwód ten, zbudowany na przykład na układzie scalonym AD815, może służyć jako potężny sterownik różnicowy, dostarczający do linii prąd do 0,5 A z wychyleniem wyjściowym do 40 V.
Ten schemat spełnia równania
, (4.1)
, (4.2)
V 2 \u003d V 1. (4,3)
Biorąc pod uwagę, że V p \u003d V n, z systemu (4.1 - 4.3) znajdujemy pod warunkiem R 3 \u003d R 4
Jak widać, wzmocnienie sterownika można ustawić wybierając rezystancję jednego rezystora. Wzmocnienia pętli obu wzmacniaczy są również dopasowane. wzmacniacz pnia pokazano na ryc. 4.5.
Rysunek 4.5 - Schemat głównego wzmacniacza
Posiada dwa zbalansowane wejścia i dwa wyjścia. Wzmocnienie wzmacniacza to:
. (4.4)
Włączenie transformatora na wyjściu wzmacniacza ułatwia dopasowanie wzmacniacza do linii. Maxim produkuje jednoukładowy wzmacniacz magistralny MAX4147 o KMU \u003d 2. Wzmacniacz ma szerokość pasma 350 MHz i szybkość narastania 3600 V / μs. Analog Devices produkuje podobny wzmacniacz, AD8132, który jest zoptymalizowany pod kątem dopasowywania różnicowych źródeł sygnału do różnicowych przetworników wejściowych o dużej prędkości. Jego szerokość pasma wynosi 350 MHz, a maksymalna szybkość narastania to 1200 V / μs. Interesujące są układy scalone AD8322 i AD8323 tej firmy: są to wzmacniacze magistralne do zastosowań wideo o rezystancji wejściowej i wyjściowej 75 Ohm i sterowanym programowo (przez interfejs szeregowy) wzmocnieniem (w szczególności dla AD8322-2 ... 100).
Tak jak różnicowy odbiornik bagażnika zwykle stosuje się wzmacniacz różnicowy o dużej szybkości, zbudowany zgodnie z obwodem trójwzmacniacza (rys. 4.6).
Rysunek 4.6 - Schemat odbiornika linii miejskiej
Typowym przykładem jest odbiornik MAX4144. Ma wzmocnienie 2, szerokość pasma 130 MHz i szybkość narastania 1000 V / μs. Kolejnym układem scalonym zaprojektowanym specjalnie jako odbiornik linii różnicowej jest AD830. Posiada również trzy wzmacniacze operacyjne w pakiecie IC, ale każdy z dwóch wzmacniaczy wejściowych jest wzmacniaczem różnicowym, a napięcie wyjściowe IC jest proporcjonalne do różnicy prądów wyjściowych tych wzmacniaczy. Dzięki tej konstrukcji AD830 można skonfigurować na wiele sposobów do wielu zastosowań, takich jak dodawanie lub odejmowanie sygnałów bez dodatkowych zewnętrznych rezystorów. Ten wzmacniacz ma szerokość pasma 85 MHz i szybkość narastania 360 V / μs. Charakterystyki porównawcze niektórych typów szerokopasmowych wzmacniaczy zintegrowanych podano w tabeli. 4.1 Tabela 4.1 - Parametry modułów szerokopasmowych wzmacniaczy operacyjnych 