Призначений для роботи з трансівером 2-х метрового діапазону. Вихідна потужність залежить від вихідного транзистора: KT 904 - від 4 до 5 Вт, KT 907 - від 7 до 8 Вт, 2N3375 - від 7 до 10 Вт, 2N3632 - від 8 до 12 Вт.Переход з прийому на передачу здійснюється VOX-перемикачем , виконаним на транзисторах VT2 / VT3 (КТ315). Коденсатор Cl - 0,5-2,2 pF, встановлює надійне спрацьовування реле Kl.Дросселі L6 - L8 виконані проводом 0,4 мм, L6 / L7 -6 витків, L8 - 100 витків. Високочастотні котушки намотані посрібленого дроту 0,8 мм: Ll - 2 витка, каркас - 8-мм, довжина намотування 11 мм; L2 / L3 - 4 витка, каркас - 6,8-мм, довжина намотування 10 мм; L4 / L5 - 5 витків, каркас - 5,2-мм, довжина намотування 12 мм. Вихідний опір каскаду 75 Ом.Конденсатор C4 містить від 33 до 180 pF.Elektronisches Jarbuch 1989, c.190-191 ....
Для схеми "ГІР на польовому транзисторі"
Вимірювальна технікаГІР на польовому Поширеним приладом у радіоаматорів є гетеродинний індикатор резонансу (ГІР). Лампові прилади такого типу були незручні в зверненні, так як містили важкий випрямляч і потребували з'єднанні з мережею живлення змінного струму. Транзисторні прилади істотно легше, зручніше в роботі, тому і користуються заслуженим успіхом. Поява польових транзисторів дало можливість створити більш чутливий ГІР. Схема найпростішого Гіра на польовому показана на рис. 1. Стрілочний індикатор ІП може бути з струмом повного відхилення від 50 до 500 мка. Змінні котушки для різних діапазонів хвиль можна взяти від контурів промислових транзисторних радіоприймачів. Тиристорні схеми автомобільного зарядного пристрою з виходом трансформатора 28 У котушок працюють в діапазонах до 5-6 Мгц треба здійснювати середній висновок. На більш високочастотних діапазонах середній висновок не потрібно. Калібрують ГІР по свідомо справного заводському радіопріемніку.Puc.1В тому випадку, коли немає чутливого стрілочного приладу можна обійтися і менш чутливим, наприклад зі шкалою 0-5 ма. В цьому випадку додають підсилювач постійного струму на одному транзисторі Т2 (рис. 2). Чутливість індикатора можна регулювати в широких межах потенціометром R5. Puc.2Вместо транзистора Т1 можна застосувати польовий транзистор КП302 з будь-яким буквеним індексом: замість транзистора Г2 - МП37 або МП38 з будь-яким буквеним індексом; діод Д1- Д2А. При зазначеної заміні потрібно змінити полярність включення батареї і діода Д1 ...
Для схеми "Малопотужний лінійний підсилювач на 430 МГц"
Для схеми "Малопотужний підсилювач класу С на 430 МГц"
Для схеми "трансвертера 14428 МГц"
Радіопередавачі, радіостанцііТРАНСВЕРТЕР 144/28 МГцГетеродін трансвертера має три каскаду. Вихідна частота - 116 МГц. Кварцовий генератор зібраний на транзисторі КП312А і працює на частоті 58 МГц. Резонатор - вакуумний. Далі йдуть подвоювач частоти і підсилювач гетеродина на транзисторах типу КТ368А, КТ355, 2Т311. З гетеродина сигнал надходить на змішувачі приймального і передавального тракту. / Img / trsv1441.gifСмесітель приймального тракту зібраний на транзисторі КП350. УВЧ на частоту 144 МГц - на транзисторах типу КТ399, КТ368, КТ939. Передавальний тракт складається з чотирьох каскадів. Двотактний змішувач на транзисторах типу КП350 і трехкаскадний підсилювач потужності - на транзисторах типу КТ939А (КТ610А), КТ904А, КТ922 Б (В). /img/trsv1442.gifТрансвертер можна підключати до будь-якого KB трансивер, що має діапазон 28 МГц і плавне регулювання мощності.ОСНОВНИЕ Технічні характеристики: Вхідна потужність ................ не більше 100 мВт Вихідна потужність ............... не менше 10 Вт Коефіцієнт шуму ................ не гірше 1,5 дБ (при Z \u003d 50 ом) Опір навантаження .......... 75 ОмНапряженіе харчування .............. 24-28 в струм в реж. перед ... не більше 3 АПорядок подключеніяРаз'ем RX 28 МГц підключити до малопотужного виходу (не більше 0,5 Вт) KB трансивера. Антену 144 МГц з опором 50 Ом підключити до високочастотного роз'єму "Ант". Напруга 24-28 В підключити до контакту 3 роз'єму живлення, на контакт 2 подається +24 ... 28 В в режимі передачі, на контакт 1 - 24 ... 28 В джерела живлення ( "земля"). При подачі напруги живлення на трансвертера збільшується шум KB трансивера в режимі прийому. У режимі передачі ручку регулювання KB трансивера поставити в покладений ...
Для схеми "каскодний підсилювач"
Радіоаматорові-конструкторуКАСКОДНИЙ Каскодний підсилювач, схема якого наведена на малюнку, володіє високою стабільністю в широкому діапазоні температур. Каскад на транзисторах V2, V3 утворює найбільш поширену каскодних схему - "загальний емітер - загальна база", що забезпечує малу вхідну ємність. Низький вихідний опір всього підсилювача досягнуто включенням на його виході емітерного повторювача на транзисторі V4. Звичайні схеми стабілізації робочого режиму не застосовні для каскодних включень, так як через високий власного посилення неможливе використання глибоких негативних зворотних зв'язків без небезпеки порушення сталої роботи підсилювача. Необхідна зміщення каскаду на транзисторах V2 і V3 задається подільником напруги, освіченою елементами VI, R1 - R4. Оскільки струм дільника є струмом колектора транзистора V1. то всяка зміна температурного режиму підсилювача призводить до відповідної зміни базового зміщення транзисторів V2 і V3. Слід зазначити, що для ефективної стабілізації транзистор V1 повинен бути того ж типу, що й інші. Ще краще, якщо всі чотири транзистора входять до складу транзисторної збірки, виконаної в одному кристалі кремнія.Коеффіціент передачі підсилювача дорівнює відношенню опорів резисторів R6 і R7 і становить приблизно 10 при максимальній амплітуді вихідної напруги 3 В і смузі пропускання 6 МГц. "Radio, fernsehen, elekfronik" (НДР). 1978, N 9 Примітка. У каскодний підсилювач можна застосовувати транзисторні збірки 1ММ6.0, KТ365CA. K1HT291. К1НТ591 ....
Для схеми "Широкосмугові підсилювачі потужності на польових транзисторах"
Для схеми "Регулятор потужності на трьох деталях"
Останнім часом справжній ренесанс переживають резисторні і транзисторні регулятори потужності. Вони самі неекономічні. Підвищити ККД регулятора можна так само, як і регулятора включенням діода (см.рисунок). При цьому досягається більш зручний межа регулювання (50-100%). Напівпровідникові прилади можна розмістити на радіаторі. Ю.І.Бородатий, Івано-Франківська обл. Література 1.Данільчук А.А. регулятор потужності для паяльника / / Радіоаматор-Електрик. -2000. -№9. -С.23. 2.Ріштун А Регулятор потужного на шести деталях // Радіоаматор-Електрик. -2000. -№11. -С.15 ....
Для схеми "Простий осцилограф"
Вимірювальна технікаПростой осціллографІспользуя транзистори в так званому лавину режимі (Радіо № 9, 1972р.), Можна зробити простий осцилограф для спостереження за низькочастотними процесами в діапазоні від 30 Гц до 20 КГц.Осціллограф виконаний всього на трьох транзисторах. Перший каскад - вертикального відхилення на П26А - П26Б. Другий каскад - генератор розгортки на П416А, Б. І третій каскад - генератора розгортки, де можна застосувати транзистори з напругою Uкемах \u003d 70-100В (П26Б) .Осціллографіческая трубка типу 5ЛО38 або ЛО247.Резістором R1 регулюють амплітуду вхідної напруги. Перемикачем S1 встановлюють грубо частоту розгортки, а плавно - потенціометром R10. Амплітуду синхронізації виставляють потенціометром R6. Вертикальне і горизонтальне зміщення виставляють відповідно потенціометрами R9 і R12. Яскравість - R21, фокусування - R22. Потужність трансформатора харчування приблизно 8 Вт. ...
Як відомо, з трьох основних схем включення транзистора найбільшим коефіцієнтом посилення по потужності володіє схема з загальним емітером (ОЕ) (рис. 1.1а).
Малюнок 1.1 - Каскад із загальним емітером:
а - принципова схема, б - ВЧ-модель, в - схема з індуктивним корекцією
Однак ця схема має і найгірші частотні властивості. Всьому виною ефект Міллера, обумовлений ємністю між колектором і базою транзистора З СВ через що схема з ОЕ поводиться на високих частотах як інтегруюча ланка. У цьому випадку джерело сигналу виявляється навантаженим на RС-ланцюг з еквівалентної постійної часу τ, яка згідно зі спрощеною ВЧ-моделі каскаду з загальним емітером, наведеної на рис. 1.1б, визначається виразом
τ \u003d (1 + K V) C CB (R S || r B), (1.1)
де К V - коефіцієнт посилення каскаду на середніх частотах, R S - внутрішній опір джерела сигналу, r B - опір бази транзистора.
Найпростіше можна розширити смугу пропускання каскаду з ОЕ, включивши послідовно з колекторної навантаженням індуктивність в кілька мікрогенрі (рис. 1.1в), яка скоректує спад посилення на високих частотах. Саме так будуються ІМС широкосмугових підсилювачів ERA-xSM фірми Mini-Circuits з посиленням до 20дБ в смузі Про ... 8ГТц і TSH690 фірми ST Microelectronics з посиленням 20 дБ в смузі 40 ... 900 МГц.
Принципова схема підсилювача ERA-3SM і типова схема його включення наведені на рис. 1.2.
Малюнок 1.2 - Підсилювач ERA-3SM.
а - принципова схема, б - типова схема включення
ІМС виконана на основі арсеніду галію і поміщена в мініатюрний корпус діаметром близько 2.2 мм і висотою 1.5 мм з чотирма Полоскова висновками.
У схемі з ПРО ефект Міллера відсутня, але в силу малого вхідного і високого вихідного опору каскаду посилення потужності тут можливо тільки при роботі з низькоомним джерелом сигналу і високоомній навантаженням, що не завжди можливо реалізувати на практиці. Каскад з ОК (емітерний повторювач) також забезпечує широку смугу пропускання, але не посилює сигнал по напрузі. З цих причин для побудови широкосмугових підсилювачів часто застосовують більш складні складові схеми включення транзисторів, представлені на рис. 1.3 (ланцюга зміщення не показані).
Малюнок 1.3 - Схеми високочастотних каскадів на
складових транзисторах
Перша з них, схема ОБ-ОК (Рис. 1.3а) володіє малим вхідним (каскад з ПРО) і малим вихідним (каскад з ОК) опором і може бути використана для побудови магістральних підсилювачів (драйверів ліній) для провідних ліній зв'язку з хвильовим опором 50 Ом, а також в приймачах ультразвукових сигналів. Високоомних навантаження, необхідна для посилення сигналу по напрузі у вхідному каскаді з ПРО (VT 1), забезпечується підключенням до його виходу емітерного повторювача (VT 2) з великим вхідним опором.
У схемі ОЕ-ПРО (рис. 1.3б) ефект Міллера практично усунутий фіксацією потенціалів колектора транзистора VT 1 і бази транзистора VT 2. За такою схемою побудовані однокаскадні диференціальні підсилювачі: LM6361, що має До V \u003d 3000, f Т \u003d 50 МГц і швидкість наростання 300 В / мкс, і THS4001 (К V \u003d 10000, f Т \u003d 270 МГц і 400 В / мкс).
Схема ОК-ПРО (Рис. 1.3в) широко використовується у вхідних каскадах ОУ. Тут ефект Міллера також усувається фіксацією потенціалів колектора транзистора VT 1 і бази транзистора VT 2.
У схемі ОК-ОЕ (Рис. 1.3г) низький вихідний опір емітерного повторювача на транзисторі VT 1 дозволяє помітно знизити постійну часу ланки зворотного зв'язку підсилювального каскаду з ОЕ на транзисторі VT 2, і тим самим, як це випливає з (1.1), підвищити частоту зрізу підсилювача. Ця схема часто застосовується в каскадах посилення напруги ОУ.
9. Застосування операційних підсилювачів для посилення радіочастотних сигналів.
З появою ОУ з частотою одиничного посилення понад 300 МГц у розробників з'явилася можливість використовувати ці інтегральні пристрої для посилення і перетворення сигналів радіочастотного діапазону. ОУ такого класу по ряду критеріїв мають певні переваги перед звичайними ВЧ-підсилювачами, що добре видно з порівняння їх властивостей, наведених у таблиці 2.1.
Таблиця 2.1 - Порівняння параметрів ВЧ-підсилювача і широкосмугового ОУ
Продовження таблиці 2.1
| Коефіцієнт стоячої хвилі напруги входу / виходу | Типове значення 1.5 | Може бути налаштований набагато краще для конкретної частоти, ніж ВЧ-підсилювач |
| Розв'язка між входом і виходом | 20 ... 30 дБ вважається хорошим показником. Слабо залежить від частоти | Можлива набагато більш висока розв'язка. Погіршується на високих частотах. Вище при неінвертуючому включенні, ніж при инвертирующем |
| коефіцієнт шуму | Може бути дуже низьким. Типові значення 2 ... 5дБ | Залежить від посилення. при більшого посилення краще, але не менше 12 дБ для типових ОУ. Схемотехнічних може бути знижений до<5 дБ |
| Коефіцієнт придушення двотональних інтермодуляционних спотворень | Середні рівні. Мало залежать від частоти | Дуже гарне придушення при стабілізованою харчуванні. Сильно погіршується з ростом частоти. Спотворення можуть бути істотно знижені на низьких частотах |
| амплітудні спотворення | Малий рівень при харчуванні від стабільних джерел напруги. Слабо залежать від частоти | Потрібні великі діапазони напруг харчування для тієї ж вихідної потужності, що у ВЧ-підсилювачів. Швидко збільшуються з ростом частоти через обмежену швидкості наростання вихідної напруги |
| струм живлення | Зазвичай однополярної харчування. Великі струми спокою | Як правило, біполярний харчування, проте в більшості випадків можливе однополярним живленням. Порівняно малі струми спокою |
Типові схеми включення ОУ як ВЧ-підсилювачів представлені на рис. 2.1.
Малюнок 2.1 - Типові схеми включення ОУ як ВЧ-підсилювачів: а - неівертірующая, б-інвертується
Неінвертуючий включення (рис. 2.1а) відрізняється від стандартного наявністю резисторів R С і R OUT на вході і виході підсилювача. Ці резистори забезпечують узгодження входу і виходу підсилювача зі стандартним коаксіальним кабелем з хвильовим опором 50 Ом. Оскільки вихідний опір ОУ зростає зі збільшенням частоти, паралельно R OUT слід включити компенсуючий конденсатор С K ємністю 5 ... 20 пФ. Такий захід дозволяє розширити на 30 ... 40% область частот до сотень мегагерц з прийнятним КСХН.
На рис. 2.1б представлена \u200b\u200bсхема инвертирующего включення ОУ. Оскільки вхідний опір схеми має бути погоджено з джерелом сигналу, необхідно щоб R C || R 1 \u003d 50 Ом.
Якщо смуга частот підсилюються сигналів починається ні від нуля, то можна застосувати схеми з однополярним живленням (рис. 2.2). 
Малюнок 2.2 - Схеми ВЧ-підсилювачів на ОУ з однополярним живленням:
а - Неінвертуючий, б - інвертується
Тут вхідний согласующее опір R З Неінвертуючий схеми (рис. 2.2а) має розраховуватися з умови R C || (R / 2) \u003d 50 Ом, а инвертирующей (рис. 2.2б) - з умови R C || R 1 \u003d 50 Ом.
10. Широкосмугові ОУ зі зворотним зв'язком по струму.
Як зазначено в таблиці 2.1, швидкодіючі ОУ програють звичайним ВЧ-підсилювачів за рівнем амплітудних спотворень. Це пояснюється порівняно малими значеннями граничної швидкості наростання вихідної напруги ОП, що обумовлено повільним перезарядом внутрішніх ємностей підсилювача малими струмами вхідних каскадів. В останні роки багато фірм пропонують ОУ з струмовим (низькоомним) входом для сигналу зворотного зв'язку, так звані ОУ зі зворотним зв'язком по струму (ОСТ-підсилювачі), які забезпечують виключно високі швидкості нарастанія.Основное відміну цих підсилювачів від звичайних ОУ з високоомними входами, які можна назвати підсилювачами зі зворотним зв'язком по напрузі (ОСН-підсилювачі), полягає в схемотехніці вхідного каскаду. На рис. 3.1 зображені спрощені типові схеми вхідних каскадів підсилювачів ОСН (а) і ОСТ (б).
Малюнок 3.1 - Схеми вхідних каскадів:
а - підсилювача ОСН, б - підсилювача ОСТ
Цілком очевидно, що підсилювачі ОСН мають кращі точності характеристики, ніж підсилювачі ОСТ, оскільки їм властиві:
§ низький вхідний напруга зсуву;
§ узгоджені за величиною і дуже малі вхідні струми;
§ велике значення коефіцієнта придушення нестабільності харчування До П.П;
§ високий коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу (КОСС).
Характерними рисами вхідного каскаду підсилювача ОСТ є його наступні параметри:
Ненульове зміщення вхідної напруги;
Неузгоджені вхідні струми;
Істотна відмінність вхідних опорів инвертирующего і неинвертирующего входів.
Вхідний каскад типового підсилювача ОСТ є двотактний біполярний повторювач напруги, кожне плече якого виконано на парі комплементарних транзисторів, включених по схемі ОК - ОК. Для того щоб напруга зміщення на виході каскаду дорівнювало нулю, необхідно, щоб напруга база-емітер n-p-n- і p-n-p-транзисторів були б рівними. Так як транзистори різного типу провідності створюються на різних стадіях виготовлення ІМС, таке узгодження важко забезпечити. Вхідні струми n- і p- входів в підсилювачі ОСТ принципово різні. У той час як вхідний струм неинвертирующего входу (р-входу) дорівнює різниці базових струмів, вхідний струм инвертирующего входу (n-входу) - це різниця емітерний струмів, які в десятки разів більше базових. Як наслідок при неточному узгодженні характеристик комплементарних транзисторів вхідний струм n-входу може істотно перевищувати вхідний струм p-входу. Наприклад, в мікросхемі AD813 (3-канальний ОСТ-підсилювач відеосигналу RGB) типові вхідні струми складають 0.5 мкА для p-входу і 5 мкА для n-входу. Для вирівнювання вхідних струмів спокою в багатьох моделях ОСТ-підсилювачів бази вхідних транзисторів p-входу з'єднують з їх колекторами (рис.3.2).
Рисунок 3.2 - Спрощена схема ОСТ-підсилювача
Це також полегшує узгодження транзисторів з метою зменшення напруги зсуву нуля. При такій схемі включення, вхідні струми спокою для, наприклад, ОУ типу THS3001 виявляються досить близькими і складають 1 і 2 мкА. У той же час динамічні вхідні опору цього підсилювача рівні: 1.5 МОм по p-входу і 15 Ом - по n-входу.
Одне з основних переваг ОСТ-підсилювачів полягає в тому, що вони вимагають меншої кількості каскадів посилення по напрузі, ніж підсилювачі з ОСН. Часто ОУ з ОСТ складається просто з вхідного буферного повторювача, одного каскаду посилення напруги і вихідного буферного повторювача. Менша кількість каскадів посилення напруги означає меншу запізнювання по фазі в розімкнутої системі. Базова ОСТ-структура - однокаскадний підсилювач напруги (див. Рис. 3.2). Єдиний високоімпедансних вузол в схемі - це точка підключення входу вихідного буфера. На відміну від ОСТ-підсилювачів підсилювачі з ОСН вимагають двох або навіть більшої кількості каскадів посилення по напрузі. Це збільшує порядок системи і погіршує її стійкість, для забезпечення якої часто доводиться йти на звуження смуги пропускання підсилювача.
спотворення сигналу в операційних підсилювачах обумовлені нелінійністю перехідною характеристики і максимальною швидкістю наростання вихідної напруги. Завдяки високій симетрії схеми вхідного каскаду ОСТ-підсилювачі відрізняються дуже малою нелінійністю перехідної характеристики. Для ОСТ-підсилювачів характерна також більш висока швидкість наростання вихідної напруги. З малюнка 3.2 видно, що швидкість наростання визначається струмами, якими транзистори VT 3 і VT 4 можуть заряджати конденсатори корекції З K. На відміну від ОСН-підсилювачів цей струм не обмежений будь-яким фіксованим значенням. У першому наближенні можна навіть вважати, що в ОСТ-підсилювачі немає меж швидкості наростання. Наприклад, у згадуваному вище THS3001 швидкість наростання вихідної напруги досягає 6500 В / мкс. Деякі ОСН-підсилювачі, наприклад LM7171, мають вхідний каскад, виконаний по ОСТ-схемою, але сигнал надходить на інвертується вхід через буферний підсилювач. Це розширює можливі схеми побудови ланцюгів зворотного зв'язку таких підсилювачів зі збереженням високих динамічних характеристик.
Розглянемо характеристики ОСТ-підсилювача в різних варіантах включення (рис. 3.3).
Малюнок 3.3 - Схеми ОСТ-підсилювачів
а - неінвертуючий включення, б - схема заміщення передавальної провідності ОСТ-підсилювача, в - еквівалентна схема неинвертирующего ОСТ-підсилювача для малого сигналу
На малюнку 3.3В представлена \u200b\u200bеквівалентна малосигнальная схема такого підсилювача в неінвертуючому включенні. Будемо вважати вхідні характеристики підсилювача ідеальними. Для ОСТ-підсилювача це означає R IN _ НЕІНВ \u003d, R IN _ інв \u003d 0, V OFF. Знайдемо передавальну функцію цієї схеми, для якої справедливі рівняння:
,…………… ….. (3.1)
, (3.2)
де Z (s) - передавальний імпеданс - основний підсилювальний параметр
ОСТ-підсилювача.
Для постійного струму типові значення передавального імпедансу ОСТ-підсилювачів лежать в межах від сотень кОм до сотень МОм. Підставивши (3.2) в (3.1), після перетворень знайдемо:
. (3.3)
позначимо
(R 1 + R 2) / R 1 \u003d K. (3.4)
Передавальний імпеданс моделюється схемою заміщення на рис. 3.3б, де С К - ємність коригуючого конденсатора при повній частотної корекції підсилювача. тоді
, (3.5)
що відповідає реальним частотним характеристикам ОСТ-підсилювача. Підставивши (3.4) і (3.5) в (3.3) і з огляду на, що gR 2<<1, окончательно получим:
Вираз (3.6) дозволяє зробити важливий висновок:
Смуга пропускання і посилення ОСТ-підсилювача можуть бути встановлені незалежно один від одного.
Дійсно, при регулюванні коефіцієнта посилення зміною опору резистора R 1 верхня гранична частота 
не змінюється.
Для инвертирующего включення аналогічним способом можна отримати:
а це означає можливість незалежного регулювання посилення і смуги пропускання ОСТ-підсилювача і при инвертирующем включенні.
Слід зазначити, що в схемі инвертирующего ОСН-підсилювача також можливе незалежне регулювання смуги пропускання і посилення при підключенні додаткового резистора між інвертує входом (віртуальним нулем) і землею. При цьому посилення вхідного сигналу не зміниться, а смуга пропускання звузиться за рахунок зменшення коефіцієнта передачі ланки зворотнього зв'язку.
Підсумовуючи наведене, можна констатувати наступні переваги підсилювачів кожного типу:
ОСН-підсилювачі
· Більш низький шум.
· Краще перетворення сигналів постійного струму.
· Велика свобода вибору ланцюгів зворотного зв'язку.
ОСТ-підсилювачі
· Великі швидкості наростання.
· Менші спотворення.
· Можливість незалежного регулювання посилення і смуги пропускання як в инвертирующем, так і в неінвертуючому включенні.
Аналіз стійкості ОСТ-підсилювачів. При першому погляді на передавальні функції ОСТ-підсилювача (3.6), (3.7) може здатися, що, оскільки вони мають перший порядок, стійкість забезпечується при будь-яких резистивних зворотних зв'язках. Насправді це не так. Вхідний і вихідний буферні каскади хоча не посилюють і не послаблюють сигнали по напрузі, проте на дуже високих частотах створюють помітні негативні фазові зрушення, що зменшують запаси стійкості. Типові ЛАЧХ і ЛФЧХ ОСТ-підсилювача наведені на рис. 3.4.
Малюнок 3.4 - Типові ЛЧХ ОСТ-підсилювача
Для аналізу стійкості використовуємо уточнену схему заміщення, показану на рис. 3.5.
Малюнок 3.5 - Уточнена схема заміщення
Для цієї схеми можна записати наступну систему рівнянь:
I IN \u003d I 1 - I 2, (3.8)
, (3.9)
(3.11)
Перетворивши цю систему, знайдемо передавальну функцію підсилювача, охопленого зворотним зв'язком
. (3.12)
Тут - коефіцієнт посилення схеми. Типові значення R IN для ОСТ-підсилювачів знаходяться в межах 8 ... 500 Ом, a R OUT - 5 ... 25 Ом.
величина
(3.13)
являє собою передавальну функцію розімкнутої петлі зворотного зв'язку, а її знаменник, який ми позначимо R T,
(3.14)
є статичним коефіцієнтом передачі і, отже, аналогом коефіцієнта 1 / β, використовуваного для аналізу стійкості ОСН-підсилювачів. Як видно з виразів (3.3) - (3.6), значення RT визначає смугу пропускання підсилювача.
З частотних характеристик видно, що схема має достатній запас стійкості по фазі (\u003e 60 °) при смузі пропускання 450 МГц.
4. Підсилювачі диференціальних ліній.
Лінії передачі високочастотних сигналів мають суттєві відмінності від ліній зв'язку, що використовуються в низькочастотних приладах. Ці відмінності обумовлені сумірністю довжини високочастотних ліній з довжиною хвилі переданих сигналів, а також необхідністю захисту від проникнення перешкод в дуже широкій смузі частот. У низькочастотних пристроях, як правило, намагаються забезпечити мінімальний вихідний імпеданс джерел сигналів і максимальний вхідний імпеданс приймачів. Це забезпечує максимальне посилення сигналу по напрузі. При передачі радіочастотних сигналів вимога зовсім інше: повні вхідні і вихідні опору джерел і приймачів сигналів повинні бути рівні хвильовому опору лінії зв'язку, або, як кажуть, лінія повинна бути узгоджена на обох кінцях. Тільки за цієї умови відсутні відображення сигналів від кінців лінії і, отже, забезпечується передача максимальної потужності сигналу в напрямку від джерела до приймача.
Як лінії передачі високочастотних сигналів зазвичай використовуються коаксіальні кабелі і екрановані або неекрановані кручені пари проводів. Коаксіальні кабелі з несиметричним підключенням передавача і приймача є несиметричну систему зв'язку, в якій синфазних перешкоди роблять на екран і центральний провідник різний вплив, що знижує перешкодозахищеність передачі. Набагато більш високу стійкість при передачі сигналів можна отримати, використовуючи диференціальні системи зв'язку, які формують з вихідного несиметричного сигналу v C (t) пару протифазних напруг + v C (t) і -v C (t), і передають їх по парі проводів , симетричною відносно «заземлення». В кінці лінії їх приймає диференційний приймач, який при необхідності знову перетворює симетричний сигнал в несиметричний.
Таким чином, обладнання диференціальної лінії зв'язку в загальному випадку включає крім власне ліній у вигляді кручених пар, диференціальні передавачі, або драйвери ліній (ДЛ), магістральні (проміжні) підсилювачі (МУ) (компенсуючі загасання сигналу в лінії) і диференціальні приймачі (ДП) (рис. 4.1). 
Малюнок 4.1 - Диференціальна лінія зв'язку
схема найпростішого драйвера диференціальної лінії приведена на рис. 4.2.
Малюнок 4.2 - Схема найпростішого драйвера диференціальної лінії
Тут підсилювачі налаштовані як неинвертирующий (У 1) і інвертується (У 2) повторювачі. Резистор, включений між входами У 1, забезпечує однаковий коефіцієнт петлевого посилення підсилювачів У 1 і У 2, що дорівнює двом, що бажано з точки зору рівності запасів стійкості підсилите лей і характеристик перехідних процесів. Амплітуда вихідного диференціального напруги в два рази перевершує амплітуду вхідного несиметричного сигналу. Недоліком цієї схеми є низький вхідний опір. Фірма National Semiconductor випускає ІМС двоканального буферного підсилювача CLC5612 з вбудованими резисторами зворотних зв'язків опором по 1 кОм, на основі якої схема на малюнку 4.2 може бути побудована практично без додаткових зовнішніх елементів. Два інших типи перетворювачів несиметричного вхідного сигналу в симетричний диференціальний сигнал мають високий вхідний опір. Перший з них показаний на рис. 4.3.
Малюнок 4.3 - Драйвер лінії з високим вхідним опором
На неінвертуючий вхід підсилювача У 1 подається вхідний сигнал, в той час як такий же вхід У 2 з'єднаний із загальною точкою схеми. Таким чином, інвертується вхід У 2 є віртуальною землею. Тому при вказаних на схемі параметрах У 1 підсилює без інвертування вхідного сигналу в п'ять разів - (1 + R 1 / R К). Сигнали на входах підсилювача У 1 рівні, тому напруга на верхньому виведення резистора R K одно V IN. Отже, підсилювач У 2 підсилює вхідний напруга в п'ять разів з інвертуванням (-R 2 / R K). Таким чином, напруги на виходах У 1 і У 2 змінюються в протилежних напрямках з однаковою амплітудою і створюють симетричний диференційний сигнал.
Ця схема може працювати з різним посиленням при належному виборі опорів резисторів. Однак щоб змінити посилення схеми, в ній потрібно поміняти опору двох резисторів. Крім того, коефіцієнти петлевого посилення в цій схемі різні, а раз так, то смуги пропускання підсилювачів (якщо навіть останні однакові) не будуть узгоджені.
Друга схема, яка не має жодного з недоліків, властивих попередньої схемою, може бути виконана на двоканальному ОСТ-підсилювачі (рис. 4.4).
Малюнок 4.4 - Удосконалена схема диференціального драйвера лінії
Ця схема, побудована, наприклад, на ІМС AD815, може бути використана як потужний диференційний драйвер, який чи в лінію струм до 0.5 А при розмаху вихідного сигналу до 40 В.
Для цієї схеми справедливі рівняння
, (4.1)
, (4.2)
V 2 \u003d V 1. (4.3)
З огляду на, що V p \u003d V n, з системи (4.1 - 4.3) знайдемо за умови R 3 \u003d R 4
Як видно, коефіцієнт передачі драйвера може бути встановлений вибором опору одного резистора. Коефіцієнти петлевого посилення обох підсилювачів також виявляються согласованнимі.Схема магістрального підсилювача приведена на рис. 4.5.
Малюнок 4.5 - Схема магістрального підсилювача
Він має по два симетричних входу і виходу. Коефіцієнт передачі підсилювача дорівнює:
. (4.4)
Включення трансформатора на виході підсилювача спрощує узгодження підсилювача з лінією. Фірма Maxim виробляє однокристальний магістральний підсилювач МАХ4147 з До МУ \u003d 2. Смуга пропускання підсилювача - 350 МГц, а швидкість наростання - 3600 В / мкс. Фірма Analog Devices випускає аналогічний підсилювач AD8132, оптимізований для узгодження джерел диференціальних сигналів зі швидкісними АЦП, що мають диференціальні входи. Його смуга пропускання становить 350 МГц, а максимальна швидкість наростання - 1200 В / мкс. Цікаві ІМС AD8322 і AD8323 цієї фірми: вони являють собою магістральні підсилювачі для відеопріложеній з вхідним і вихідним опорами по 75 Ом і програмно керованим (по послідовному інтерфейсу) посиленням (зокрема, у AD8322-2 ... 100).
В якості диференціального магістрального приймача зазвичай застосовується швидкісний диференційний підсилювач, побудований за трехусілітельной схемою (рис. 4.6).
Малюнок 4.6 - Схема магістрального приймача
Типовим прикладом є приймач МАХ4144. Його коефіцієнт посилення становить 2, смуга пропускання - 130 МГц, а швидкість наростання - 1000 В / мкс. Ще одна мікросхема, спеціально спроектований як приймач диференціальної лінії - AD830. Вона також має три ОУ в корпусі ІМС, але кожен з двох вхідних підсилювачів є диференційний підсилювач, а напруга на виході ІМС пропорційно різниці вихідних струмів цих підсилювачів. Завдяки такій побудові AD830 може бути налаштований різними способами для багатьох застосувань, зокрема, для підсумовування або віднімання сигналів без додаткових зовнішніх резисторів. Смуга пропускання цього підсилювача - 85 МГц, а швидкість наростання - 360 В / мкс. Порівняльні характеристики деяких типів широкосмугових інтегральних підсилювачів наведені в табл. 4.1.Табліца 4.1 - Параметри модулів широкосмугових ОУ 
Широкосмугові підсилювачі є невід'ємною частиною многіхрадіотехніческіх систем і пристроїв. У ряді випадків крім інших до них пред'являються вимоги узгодження зі стандартним 50 або 75-омним трактом. Одним з найбільш вдалих схемних рішень побудови таких
підсилювачів є використання перехресних зворотних зв'язків (Л1, Л2, Л3), що забезпечують узгодження по входу і виходу, незмінне значення верхньої граничної частоти при збільшенні числа каскадів підсилювачів і високу повторюваність їх характеристик. Крім того, підсилювачі з перехресними зворотними зв'язками практично не вимагають настройки.
Технічні характеристики підсилювача:
- Смуга робочих частот .. 0,5-70 МГц.
- Вихідна напруга, не менше ... 1 V.
- Коефіцієнт посилення ..... 20 ± 1 дБ.
- Вхідна / вихідна опір .. 50 Ом.
- Струм ........ 120мА.
- Напруга живлення .......... 12В.
- КСХН по входу, не більше ......... 1,5.
- КСХН по виходу, не більше ......... 3.
- Габаритні розміри ..... 70x45 мм.
Принципова схема
На рис. 1 приведена принципова схема підсилювача з перехресними зворотними зв'язками, в якому вихідний каскад реалізований за схемою Дарлінгтона, тобто, використано послідовно-паралельне включення транзисторів, що дозволяє збільшити рівень вихідної напруги (Л.4). На рис.
2 наведено креслення друкованої плати.
Підсилювач містить два попередніх каскаду на транзисторах МЕ1 і МЕ2 і вихідний каскад на транзисторах МЕЗ і МЕ4, включених по схемі Дарлінгтона.
Всі каскади підсилювача працюють в режимі класу А з струмами споживання 27 мА, які встановлюються підбором номіналів резисторів R1, R5, R9, R13. Резистори R3, R7, R10, R14 є резисторами місцевої зворотного зв'язку. Резистори R4, R8, R12 - резистори загального зворотного зв'язку.
Мал. 1. Принципова схема широкосмугового підсилювача ВЧ.
Друкована плата (рис. 2) розміром 70x45 мм виготовляється з фольгованого з двох сторін склотекстоліти товщиною 2 ... 3 мм. Пунктирними лініями на рис.
2 позначені місця металізації торців, що може бути зроблено за допомогою металевої фольги, яка припаюється до нижньої і верхньої частини плати.
Рис.2. Друкована плата підсилювача ВЧ.
Налаштування підсилювача складається з наступних етапів. Спочатку за допомогою резисторів R1, R5, R9, R13 встановлюються струми спокою транзисторів підсилювача. Потім, варіюючи в невеликих межах номіналом резистора R4, мінімізується коефіцієнт стоячої хвилі напруги по входу підсилювача.
Коефіцієнт стоячої хвилі напруги по виходу підсилювача мінімізується за допомогою резистора R12. Зміною номіналу резистора R8 регулюється смуга пропускання і коефіцієнт посилення підсилювача.
При необхідності верхня гранична частота підсилювача може бути збільшена. Для цього слід замінити транзистори КТ315Г на більш високочастотні. В цьому випадку для схеми, наведеної на рис.
1, верхня гранична частота становитиме величину порядку 0,25 ... 0,3 Fт, де Fт - гранична частота коефіцієнта передачі струму бази транзистора (Л.5). Використання розглянутого схемного рішення дозволяє здійснювати створення підсилювачів з верхньої граничної частотою до 2 ГГц (Л.2). При їх побудові слід враховувати, що ланцюга загальної зворотного зв'язку, що складаються з елементів С4, R4; С6, R8; С7, R12, повинні бути по можливості коротше.
Це пояснюється необхідністю усунення зайвої фазової затримки сигналу в цих ланцюгах. В іншому випадку амплітудно-частотна характеристика підсилювача в області верхніх частот виявляється з підйомом. При значному подовженні зазначених ланцюгів можливо самозбудження підсилювача.
Титов А. Рк2005, 1.
література:
- Титов А. А. Спрощений розрахунок широкосмугового підсилювача. Радіотехніка, 1979, №6, с. 88-90.
- Авдоченко Б.І., Дьячков О.М. та ін. Надширокосмугові підсилювачі на біполярних транзисторах. Техніка засобів зв'язку. Сер. Радіовимірювальна техніка, 1985, Вив. 3, с. 57-60.
- Абрамов Ф.Г., Волков Ю.А. та ін. Погоджений широкосмугового підсилювач. Прилади й техніка експерименту. 1984. №2, с. 111-112.
- Титов А.А., Іллющенко В.Н.Шірокополосной підсилювач. Патент по корисну модель №35491 Рос. агентства по патентах і товарних знаків. Опубл. 10.01.2004 Бюл. 1.
- Пєтухов В.М.Транзістори і їх зарубіжні аналоги: Довідник в 4 томах.
Хочу представити конструкцію простого, але потужного підсилювача низької частоти, виконаного на сучасних недорогих транзисторах. Основні переваги цього підсилювача - простота зборки, доступні і дешеві радіодеталі, також готовий підсилювач в налагодженні не потребує і працює відразу. Підсилювач розвиває дуже високу потужність в порівнянні з аналогічними схемами. З електричних параметрів хочеться відзначити дуже високу лінійність в робочому діапазоні частот від 20Гц до 20кГц. Правда без недоліків теж не обійшлося. У даної схеми є підвищений рівень шумів на високому рівні гучності, але якщо врахувати простоту і доступність, то все ж зібрати підсилювач варто, особливо раджу автолюбителям для потужного сабвуфера, оскільки потужність такої схеми цілком дозволяє розгойдати імпортні головки великої потужності. Зі схеми видно, що простіше нікуди. У схемі використані всього 5 транзисторів і кілька додаткових радіодеталей.
Для зменшення рівня шуму підсилювача, на вхід потрібно буде поставити змінний резистор, опором від 20 до 100 кОм, їм також регулюють гучність. В такому випадку, при малій гучності шуму практично не буде, а на високому рівні гучності шум майже не чуємо, а якщо підсилювач працює з нч фільтром на вході (під сабвуфер), то ніяких шумів не буде взагалі.
Підсилювач здатний видати окало 100 Ватт на навантаження 8 Ом! якщо ж використовується головка з опором 4 Ом, то потужність зростає до 150 ват! Параметри УМЗЧ:
Коефіцієнт посилення по напрузі .............................................. ........ 20
Напруга харчування Uпит ............................................... ................................ + - 15 ... + -50В
Номінальна потужність P при Uпит \u003d + -30В на 4Ом ....................................... .... 100Вт
Максимальна потужність Pmax Uпит \u003d + - 45В на 4Ом ........................................ ..150Вт
Чутливість по входу Uвх .............................................. ......................... 1В
Сумарний коеф-т всіх видів спотворень при P \u003d 60 Вт 4Ома, Kd ........................ 0,005%
Струм спокою підсилювача Ixx .............................................. .................................... 20-25мА
Струм спокою вихідного каскаду .............................................. ............................ 0мА
Смуга відтворених частот за рівнем -3дБ, Гц, ............................ 5-100 000
Параметри досить гарні, єдина перешкода для використання схеми в якості автомобільного підсилювача - це підвищений двухполярной харчування, але це не так вже й велика перешкода, оскільки сьогодні відомо можество схем перетворювачів напруги, одна з таких схем виконується на мікросхемі TL494. Схема стандартна і дозволяє отримати на виході трансформатора до 200 ват потужності, що цілком вистачає для повноцінної роботи даного саморобного підсилювача. Схему перетворювача не наводжу, оскільки це вже зовсім інша тема.